igbt驅(qū)動電路精選(九篇)

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第1篇：igbt驅(qū)動電路范文

【關(guān)鍵詞】永磁同步電機；驅(qū)動；負載試驗；ACPL-38JT；igbt

1.引言

Avago公司的ACPL-38JT是汽車IGBT用柵極驅(qū)動光耦器，輸出電流2.5A，集成了去飽和(VCE)檢測和故障狀態(tài)反饋，滿足汽車電子AEC-Q100 Grade 1標準要求，可驅(qū)動IC=150A，VCE=1200V的IGBT，最大開關(guān)速度500ns，VCM=1，500V時15kV/μs共模抑制(CMR)能力，IGBT“軟關(guān)斷”，5-30工作電壓，工作溫度-40℃到+125℃。ACPL-38JT光電耦合器的帶滯后欠壓鎖定(UVLO)保護功能可通過強制降低輸出來保護IGBT免受門電壓不足的干擾。集成的IGBT門極驅(qū)動器專為增加電機驅(qū)動的性能和可靠性并且不影響離散設計的成本、尺寸和復雜性而設計。該設備配有小尺寸16引腳(SO-16)表面貼裝，符合UL 1577，IEC/EN/DIN EN 60747-5-2和CSA工業(yè)安全標準。

ACPL-38JT主要用于絕緣IGBT/MOSFET逆變器柵極驅(qū)動，汽車用DC/DC轉(zhuǎn)換器，AC和無刷DC馬達驅(qū)動以及UPS。

因此，本文針對ACPL-38JT柵極驅(qū)動光耦器進行深入研究，設計了應用于英飛凌型號為FS300R12KE3的IGBT驅(qū)動電路，并經(jīng)過了實驗驗證。

2.逆變器原理框圖

圖1為基于ACPL-38JT的車用永磁同步電機PMSM驅(qū)動系統(tǒng)控制框圖。由逆變電路和主控電路組成，逆變電路為電壓源逆變器，由膜電容（該膜電容內(nèi)部集成有吸收電容）、IGBT及其驅(qū)動電路組成，由于膜電容集成有吸收電容，因此可以抑制電流紋波和換流過程中產(chǎn)生的母線電壓尖峰，IGBT采用英飛凌型號為FS300R12KE3模塊，該模塊為六合一模塊，如圖2所示，IGBT的驅(qū)動芯片采用ACPL-38JT。主電路由DSP、CPLD、PWM輸出驅(qū)動電路、選編解碼電路、電流電壓采樣電路、故障保護電路、CAN接口電路組成等組成。

3.基于ACPL-38JT的驅(qū)動電路設計

3.1 驅(qū)動電路電源設計

ACPL-38JT驅(qū)動芯片的引腳定義如圖3所示。為保證IGBT的可靠開通和可靠關(guān)斷，ACPL-38JT的VCC2-VEE之間的電壓設計為24V，通過模塊電源來實現(xiàn)，IGBT的門驅(qū)動電壓G-E設計為18V，VEE2-E設計為-6V，其實現(xiàn)通過18V的穩(wěn)壓二極管來實現(xiàn)，電路園路圖分別如圖4和圖5所示。

3.2 滯后欠壓鎖定電路和輸入互鎖電路設計

如圖6所示，為保證驅(qū)動電路的可靠性，在電路中設計有滯后欠壓鎖定電路，當電源電壓低于一定值是輸出滯后欠壓信號，根據(jù)該信號對IGBT進行保護。為保證輸入PWM波出現(xiàn)上下管子直通，設計了輸入互鎖電路，Q44最主要起互鎖作用，當兩路PWM信號(同一橋臂)都為高電平時，Q44導通，把輸入電平拉低，使輸出端也為低電平。圖6中的互鎖信號lock1和lock2分別與另外一個38JT另一橋臂lock2和lock1相連。

3.3 U相下橋臂的驅(qū)動電路

根據(jù)前面的分析設計了基于ACPL-38JT的六合一的IGBT驅(qū)動電路，圖7中給出了U相下橋臂的電路原理圖，為提高電路的驅(qū)動能力，采用推挽電路來實現(xiàn)，輸出電壓VOUT經(jīng)過兩個快速三極管推挽輸出，使驅(qū)動電流增大，能夠快速驅(qū)動1200v、300A的IGBT。同時IGBT的導通和關(guān)斷電阻可以根據(jù)需要進行選擇，開通電阻可在5歐和2.5歐之間選擇，關(guān)斷電阻可在5歐、2.5歐和1.6歐之間選擇。

4.實驗結(jié)果

在完成驅(qū)動電流的基本測試后，將驅(qū)動電路裝到IGBT上，帶上電機負載進行試驗，試驗結(jié)果如后所述。

4.1 驅(qū)動電壓波形中開通過程米勒平臺考察試驗

為了考察母線電壓對米勒平臺的影響規(guī)律，在母線電壓分別為100V和400V時靜態(tài)測試(未轉(zhuǎn)動電機)開通過程的驅(qū)動電壓波形，分別如圖8和圖9所示。母線電壓升高后，驅(qū)動電壓開通過程米勒平臺開始出現(xiàn)變形。但是從上圖對比可以看出，該電壓“凹陷”過程并未影響開通時間，而只是在原有應為平臺的區(qū)段出現(xiàn)變形。

4.2 穩(wěn)態(tài)時母線電壓幅值對驅(qū)動電壓的影響

不同電壓下穩(wěn)態(tài)時的A相上管驅(qū)動電壓Uge如表1所示。因此，穩(wěn)態(tài)情況下，母線電壓幅值對驅(qū)動電壓Uge影響很小。

4.3 穩(wěn)態(tài)時電流大小對驅(qū)動電壓的影響

在400V母線電壓下，測試不同電流下的A相上管和C相下管驅(qū)動電壓，結(jié)果如表2所示。因此，穩(wěn)態(tài)情況下，電流大小對驅(qū)動電壓Uge影響也很小。并且不同管子的的驅(qū)動電壓有較大差異。

4.4 電機電流波形

測試的母線電壓為300V時，轉(zhuǎn)速為700rpm，當相電流升至360Arms時電流波形如圖10所示，圖中1通道為驅(qū)動電壓波形，2通道為電機電路波形，檢測電流的過程中，對電流卡鉗的量程進行了設計，所以示波器上顯示單位為毫伏。

5.結(jié)論

本文對ACPL-38JT驅(qū)動芯片進行分析，通過對電源電路、滯后欠壓鎖定電路和輸入互鎖電路、驅(qū)動推挽電路和驅(qū)動電阻等電路的設計，最終完成針對英飛凌型號為FS300R12KE3的IGBT驅(qū)動電路的設計。經(jīng)過帶電機負載試驗，本文所設計的ACPL-38JT驅(qū)動電路滿足驅(qū)動電機負載的需求。

參考文獻

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第2篇：igbt驅(qū)動電路范文

下面以2SD315A為例，對CONCEPT公司驅(qū)動器加以說明：

配套能力強，1 700 V，2 500 V，3 300 V三種電壓等級；內(nèi)部雙DC／DC變換器，兩路驅(qū)動電源隔離；單15 V供電，內(nèi)部+15 V，-15 V由DC／DC變換器得到；用變壓器隔離，工作頻率100 kHz；-40～+85 ℃工作范圍；獨立工作方式或半橋工作方式；CMOS／TTL信號輸入；隔離電壓4 000 Vrms；UCE監(jiān)控短路過流；死區(qū)時間可調(diào)；故障記憶鎖定輸出；欠壓(

4.8 EUPEC公司系列驅(qū)動器

EUPEC公司驅(qū)動器主要有兩種：

2ED020I12-F：1 200 V等級，±15 V／+l A／－2 A，無磁心變壓器驅(qū)動；2ED300C17-S／ST：1 700 V等級，±15 V／30 A，變壓器驅(qū)動

4.9 光纖隔離驅(qū)動

自世界上第一只MOSFET及IGBT問世以來，電壓控制型電力電子器件特別是IGBT正經(jīng)歷一個飛速發(fā)展的過程。 IGBT單模塊器件的電壓越做越高，電流越做越大。同時，與之配套的驅(qū)動器件也得到了大力發(fā)展。隨著器件應用領(lǐng)域越來越廣，電源設備變換功率越來越大，電磁干擾也相應增大。在這種情況下，提高控制板的抗干擾能力，提高驅(qū)動耐壓等級己成為一種趨勢。光纖的使用也就成為了一種必然。

(1)IGBT驅(qū)動隔離的幾種方式

不同功率等級的器件，對驅(qū)動的要求不盡相同，下表給出了目前常用的幾種驅(qū)動方式的比較(見表20)。

(2)光纖收發(fā)器的種類

目前，大部分光纖收發(fā)器均使用Aglient公司的幾種產(chǎn)品型號。具體見表21(表中數(shù)據(jù)均為0～70℃使用條件，特殊標注除外)。

一般情況下，HFBR-1522，HFBR-2522使用較多，在大功率電力轉(zhuǎn)換設備中，控制板與大功率模塊驅(qū)動板之間1MBd的信號傳輸率已滿足要求，而且45m的距離也已足夠使用，在實際使用中，光纖的長度可依要求選擇(見圖35、圖36及圖37)。

(3)光纖傳輸在驅(qū)動電路中的具體應用

第3篇：igbt驅(qū)動電路范文

智能功率模塊（IPM）是Intelligent Power Module的縮寫，是一種先進的功率開關(guān)器件，具有GTR(大功率晶體管)高電流密度、低飽和電壓和耐高壓的優(yōu)點，以及MOSFET（場效應晶體管）高輸入阻抗、高開關(guān)頻率和低驅(qū)動功率的優(yōu)點。而且IPM內(nèi)部集成了邏輯、控制、檢測和保護電路，使用起來方便，不僅減小了系統(tǒng)的體積以及開發(fā)時間，也大大增強了系統(tǒng)的可靠性，適應了當今功率器件的發(fā)展方向——模塊化、復合化和功率集成電路（PIC），在電力電子領(lǐng)域得到了越來越廣泛的應用。本文以三菱公司PM100DSA120為例，介紹IPM的基本特性，然后著重介紹IPM的驅(qū)動和保護電路的設計。

1 IPM的基本工作特性

1．1 IPM的結(jié)構(gòu)

IPM由高速、低功率的IGBT芯片和優(yōu)選的門級驅(qū)動及保護電路構(gòu)成，如圖1所示。其中，IGBT是GTR和MOSFET的復合，由MOSFET驅(qū)動GTR，因而IGBT具有兩者的優(yōu)點。

IPM根據(jù)內(nèi)部功率電路配置的不同可分為四類：H型（內(nèi)部封裝一個IGBT）、D型（內(nèi)部封裝兩個IGBT）、C型（內(nèi)部封裝六個IGBT）和R型（內(nèi)部封裝七個IGBT）。小功率的IPM使用多層環(huán)氧絕緣系統(tǒng)，中大功率的IPM使用陶瓷絕緣。

1．2 IPM內(nèi)部功能機制

IPM的功能框圖如圖2所示。IPM內(nèi)置驅(qū)動和保護電路，隔離接口電路需用戶自己設計。

IPM內(nèi)置的驅(qū)動和保護電路使系統(tǒng)硬件電路簡單、可靠，縮短了系統(tǒng)開發(fā)時間，也提高了故障下的自保護能力。與普通的IGBT模塊相比，IPM在系統(tǒng)性能及可靠性方面都有進一步的提高。

    保護電路可以實現(xiàn)控制電壓欠壓保護、過熱保護、過流保護和短路保護。如果IPM模塊中有一種保護電路動作，IGBT柵極驅(qū)動單元就會關(guān)斷門極電流并輸出一個故障信號（FO）。各種保護功能具體如下：

（1）控制電壓欠壓保護（UV）：IPM使用單一的＋15V供電，若供電電壓低于12．5V,且時間超過toff＝10ms，發(fā)生欠壓保護，封鎖門極驅(qū)動電路，輸出故障信號。

（2）過溫保護（OT）：在靠近IGBT芯片的絕緣基板上安裝了一個溫度傳感器，當IPM溫度傳感器測出其基板的溫度超過溫度值時，發(fā)生過溫保護，封鎖門極驅(qū)動電路，輸出故障信號。

（3）過流保護(OC)：若流過IGBT的電流值超過過流動作電流，且時間超過toff，則發(fā)生過流保護，封鎖門極驅(qū)動電路，輸出故障信號。為避免發(fā)生過大的di/dt，大多數(shù)IPM采用兩級關(guān)斷模式，過流保護和短路保護操作可參見圖3。其中，VG為內(nèi)部門極驅(qū)動電壓，ISC為短路電流值，IOC為過流電流值，IC為集電極電流，IFO為故障輸出電流。

    （4）短路保護(SC)：若負載發(fā)生短路或控制系統(tǒng)故障導致短路，流過IGBT的電流值超過短路動作電流，則立刻發(fā)生短路保護，封鎖門極驅(qū)動電路，輸出故障信號。跟過流保護一樣，為避免發(fā)生過大的di/dt，大多數(shù)IPM采用兩級關(guān)斷模式。為縮短過流保護的電流檢測和故障動作間的響應時間，IPM內(nèi)部使用實時電流控制電路（RTC）,使響應時間小于100ns，從而有效抑制了電流和功率峰值，提高了保護效果。

當IPM發(fā)生UV、OC、OT、SC中任一故障時，其故障輸出信號持續(xù)時間tFO為1．8ms（SC持續(xù)時間會長一些），此時間內(nèi)IPM會封鎖門極驅(qū)動，關(guān)斷IPM；故障輸出信號持續(xù)時間結(jié)束后，IPM內(nèi)部自動復位，門極驅(qū)動通道開放。

可以看出，器件自身產(chǎn)生的故障信號是非保持性的，如果tFO結(jié)束后故障源仍舊沒有排除，IPM就會重復自動保護的過程，反復動作。過流、短路、過熱保護動作都是非常惡劣的運行狀況，應避免其反復動作，因此僅靠IPM內(nèi)部保護電路還不能完全實現(xiàn)器件的自我保護。要使系統(tǒng)真正安全、可靠運行，需要輔助的外圍保護電路。

2 IPM驅(qū)動電路的設計

驅(qū)動電路是IPM主電路和控制電路之間的接口，良好的驅(qū)動電路設計對裝置的運行效率、可靠性和安全性都有重要意義。

2．1 IGBT的分立驅(qū)動電路的設計

IGBT的驅(qū)動設計問題亦即MOSFET的驅(qū)動設計問題,設計時應注意以下幾點：①IGBT柵極耐壓一般在±20V左右，因此驅(qū)動電路輸出端要給柵極加電壓保護，通常的做法是在柵極并聯(lián)穩(wěn)壓二極管或者電阻。前者的缺陷是將增加等效輸入電容Cin，從而影響開關(guān)速度，后者的缺陷是將減小輸入阻抗，增大驅(qū)動電流，使用時應根據(jù)需要取舍。圖4為IGBT柵極保護原理圖，其中，RG、DZ、Cin分別為等效柵極阻抗、穩(wěn)壓管和等效輸入電容。②盡管IGBT所需驅(qū)動功率很小，但由于MOSFET存在輸入電容Cin，開關(guān)過程中需要對電容充放電，因此驅(qū)動電路的輸出電流應足夠大，這一點設計者往往忽略。假定開通驅(qū)動時，在上升時間tr內(nèi)線性地對MOSFET輸入電容Cin充電，則驅(qū)動電流為Igt＝CinUgs/tr，其中可取tr＝2.2RCin，R為輸入回路電阻。③為可靠關(guān)閉IGBT, 防止擎住現(xiàn)象, 要給柵極加一負偏壓，因此最好采用雙電源供電。

2．2 IGBT集成式驅(qū)動電路

IGBT的分立式驅(qū)動電路中分立元件多，結(jié)構(gòu)復雜，保護功能比較完善的分立電路就更加復雜，可靠性和性能都比較差，因此實際應用中大多數(shù)采用集成式驅(qū)動電路。日本富士公司的EXB系列集成電路、法國湯姆森公司的UA4002集成電路等應用都很廣泛。

2．3 IPM驅(qū)動電路設計

現(xiàn)以PM100DSA120為例進行介紹。PM100DSA120是一種D型的IPM，內(nèi)部封裝了兩個IGBT，工作在1200V／100A以下，功率器件的開關(guān)頻率最大為20kHz。由于IPM內(nèi)置了驅(qū)動電路，與IGBT驅(qū)動電路設計相比，外圍驅(qū)動電路的設計比較方便，只要能提供15V直流電壓即可。

但是IPM對驅(qū)動電路輸出電壓的要求很嚴格?熏具體為：①驅(qū)動電壓范圍為15V±10％?熏電壓低于13．5V將發(fā)生欠壓保護，電壓高于16．5V將可能損壞內(nèi)部部件。②驅(qū)動電壓相互隔離，以避免地線噪聲干擾。③驅(qū)動電源絕緣電壓至少是IPM極間反向耐壓值的兩倍（2Vces）。④驅(qū)動電流可以參閱器件給出的20kHz驅(qū)動電流要求，根據(jù)實際的開關(guān)頻率加以修正。⑤驅(qū)動電路輸出端濾波電容不能太大，這是因為當寄生電容超過100pF時，噪聲干擾將可能誤觸發(fā)內(nèi)部驅(qū)動電路。

這里介紹一種可獲得高質(zhì)量15V電源的方案。該方案驅(qū)動電路不僅結(jié)構(gòu)緊湊、簡單，而且抗干擾能力強，典型電路如圖5所示。

圖5 IPM驅(qū)動電路和外圍隔離電路

    圖中各器件的類型和參數(shù)已經(jīng)標出，其中，M57140－01和M57120L是三菱公司為其IPM系列產(chǎn)品專門配置的電壓變換模塊。在M57120L的輸入端加一路113V～400V的直流電壓可以在輸出端得到一路20V的直流電壓，在M57140－01的輸入端加一路18V～22V的直流電壓，輸出端可以得到4路相互隔離的15V電壓，方便地為IPM供電；HCPL4504和PC817是高速光耦，起到電氣隔離IPM與外部電路的作用，IPM的控制信號Cin和故障輸出信號FO通過光耦傳輸。

在應用要求不高的場合也可以用常用的整流電路得到的20V直流電壓取代M57120作為M57140－01的輸入端，也可以采用整流電路直接得到的15V直流電壓為PM100DSA120供電，但效果不如圖5所示的方案，實踐應用中證明了這一點。

3 IPM保護電路的設計

完善的系統(tǒng)保護不能只依靠IPM的內(nèi)部保護機制，需要輔助外圍的保護電路，這可以通過硬件的方式實現(xiàn)，也可以通過軟件的方式實現(xiàn)。

3.1 IPM保護電路的硬件實現(xiàn)

實現(xiàn)方式很多，列舉兩個例子說明。

方案一 PWM接口電路前置74HC245、74HC244等帶控制端的三態(tài)收發(fā)器，如圖6所示。IPM的控制信號經(jīng)過74HC245的輸入、74HC245的輸出后送至IPM接口電路；各個IPM的故障輸出信號經(jīng)光耦隔離輸出后得到高電平FO，送入或門，或門輸出經(jīng)過R－C低通濾波器后，送入74HC245的使能端OE。IPM正常工作時，或門輸出為低電平，74HC245選通；IPM故障報警時，或門輸出為高電平，74HC245所有輸出置為高阻，封鎖各個IPM的控制信號，關(guān)斷IPM，實現(xiàn)了保護功能。

    方案二 PWM接口電路前置一級帶控制端的光耦，如6N137。方案二的原理與方案一類似，只是由于高電平使能控光耦合6N137，或門換成了或非門，其輸出經(jīng)過R－C低通濾波器后，送入了可控光耦合6N137的光耦使能端VE，但同樣在IPM故障報警時封鎖IPM的控制信號通道，實現(xiàn)了保護功能。

需要注意的是，為縮短故障響應時間，R－C低通濾波器時間常數(shù)應該小。兩級光耦延長了響應時間，應選用高速光耦。

以上兩種方案都是利用IPM故障輸出信號封鎖IPM的控制信號通道，因而彌補了IPM自身保護的不足，有效地保護了器件。

3.2 IPM保護電路的軟件實現(xiàn)

軟件的基本思路是：IPM故障報警時，故障輸出信號送到控制器處理，處理器確認后，利用軟件關(guān)斷IPM的控制信號，從而達到保護目的。

綜上所述，軟件保護不需增加硬件，簡便易行，但可能受到軟件設計和計算機故障的影響；硬件保護則反應迅速，工作可靠。實踐應用中軟件與硬件結(jié)合的保護方式能更好地提高系統(tǒng)的可靠性。

4 IPM的驅(qū)動和保護電路的設計實例

筆者在DSP控制開關(guān)磁阻電機的項目中，選用IPM作為功率變換器的主開關(guān)器件，控制器采用了德州公司的TMS320F240 數(shù)字信號處理器，功率驅(qū)動電路的輸入（即IPM的控制信號）由TMS320F240內(nèi)含的全比較單元相對應的PWM1～PWM4產(chǎn)生。

TMS320F240的事件管理器模塊包含一個功率驅(qū)動保護引腳（PDPINT），當該引腳被拉低時，所有的事件管理器輸出引腳均被硬件設置為高阻態(tài)，因此PDPINT可用來為監(jiān)控程序提供電機驅(qū)動的異常情況，并實現(xiàn)故障保護。

驅(qū)動電路的設計如圖4所示。保護電路選用軟件保護，四個功率器件IPM的故障信號經(jīng)過光耦隔離，送至或非門CD4078，其輸出經(jīng)過低通阻容濾波器連接到DSP的PDPINT引腳。當IPM故障報警時，PDPINT引腳被拉為低電平，DSP內(nèi)部定時器立即停止工作，所有PWM輸出呈高阻態(tài)，封鎖IPM控制信號；同時產(chǎn)生中斷信號，通知DSP有故障情況發(fā)生，在中斷服務程序中判斷發(fā)生何種故障，并顯示故障代碼。

圖7為負載電流為8A、SRM額定轉(zhuǎn)速運行時IPM的15V驅(qū)動電壓波形。

第4篇：igbt驅(qū)動電路范文

通用變頻器，大到國際大公司，小到工廠家庭乃至在各種設備中都有應用，而其主要的區(qū)別只是在品牌和功率的大小。在經(jīng)過幾年的使用后不管是國產(chǎn)的還是進口的變頻器故障就陸續(xù)出現(xiàn)。其中變頻器故障主要有上電無反應、報過流、報過壓、報過溫或三相負載輸出不平衡等等，尤其以三相輸出不平衡故障為多，而最終表現(xiàn)出過流、過壓故障的實質(zhì)也就是三相不平衡。但因變頻器維修資料圖紙等也相當缺乏，出現(xiàn)故障后，用戶要么直接換新變頻器，要么通過廠家維修，但這樣費用較高，周期又長。為打破這一瓶頸，校企工作室通過探索研究自主檢修技改，將解決變頻器三相輸出不平衡的問題。

本文以校企工作室檢修過的變頻器為例，結(jié)合機械工況對其內(nèi)部電子電路原理，進行分析和歸納，最終把三相輸出不平衡的問題在技術(shù)上攻破。

【關(guān)鍵詞】變頻器；逆變器；不平衡；驅(qū)動電路；

1 引言

現(xiàn)行變頻器，進口的有ABB、西門子、三菱、安川、丹佛斯，國產(chǎn)的有英威騰、森蘭、阿爾法等，臺灣的有東元、臺達等變頻器。

變頻器是弱電和強電的有機結(jié)合，是軟件和硬件的有機結(jié)合，更是微電子技術(shù)和電力半導體器件的結(jié)合應用。它控制上的智能化和靈活多變及完善的檢測和保護電路，電路元器件的非通用性和特殊要求，說明了這類機器的智能化電氣設備的特點。特別是國外的一些變頻器在穩(wěn)定性、可靠性上都有較好的口碑，但是這些變頻器隨著使用時間的增長，再好的產(chǎn)品也會損壞。國外進口產(chǎn)品正因為是在質(zhì)量上有較好的口碑，不易出現(xiàn)故障，導致用戶對其產(chǎn)品內(nèi)部的電控系統(tǒng)感到非常神秘，一旦出現(xiàn)故障只能有求于生產(chǎn)廠家，所以在技術(shù)上一直比較被動。

當今通用變頻器一般是由整流、濾波、逆變、制動單元、驅(qū)動單元、檢測單元、微處理單元等模式組成。市場上基本以這種交直交電壓型變頻器為主。它主要有三部分構(gòu)成，將工頻電源變換為直流功率的“整流器”，吸收在變流器和逆變器產(chǎn)生的電壓脈動的“平波回路”，以及將直流功率變換為交流功率的“逆變器”。另外，異步電動機需要制動時，有時要附加“制動回路”。

因此“逆變單元”是變頻器要將直流功率變換為所要求頻率的交流功率的關(guān)鍵器件，以有序的時間控制六個IGBT導通、關(guān)斷就可以得到三相交流輸出。本文以PWM控制方式中市場擁有量最大的交直交變頻器進行分析、研究，對經(jīng)常出現(xiàn)三相輸出不平衡故障的原因進行探索及列出對策，主電路見下圖：

2變頻器輸出不平衡的原因與處理

（一）變頻器的逆變器基本工作原理

變頻器三相（U、V、W）交流輸出頻率波形質(zhì)量和電壓平衡的程度直接影響電動機調(diào)速運行的狀態(tài)與電動機的使用壽命，同時影響變頻器的壽命，正常的變頻器，其交流輸出的波形應該符合要求和電壓平衡，否則引起輸出不平衡，如過流、過壓、三相負載不平衡等故障出現(xiàn)。

逆變器主要是由主電路中的IGBT等功率開關(guān)器件構(gòu)成，給電動機提供電壓、頻率可變的電源，由控制回路的控制指令進行控制。而控制指令是由CPU主板產(chǎn)生的脈沖信號，通過驅(qū)動該脈沖信號的傳輸電路：先將脈沖信號加到驅(qū)動光耦的輸入腳，一般在輸入信號低電平期間使光耦內(nèi)部發(fā)光二極管發(fā)光耦合，輸出高電平信號，然后去驅(qū)動后置放大電路，提供正向偏流，經(jīng)兩級互補式電壓跟隨器的功率放大，最后引入IGBT的G極，IGBT開通；在輸入信號的高電平期間，當轉(zhuǎn)為負壓輸出時，也經(jīng)驅(qū)動后置放大電路提供了正向偏流，IGBT截止關(guān)斷。

驅(qū)動電路工作狀態(tài)的正常與否，有著至關(guān)重要的作用，它只有一個判斷標準：能正常地傳輸和放大六路驅(qū)動脈沖，輸出的六路驅(qū)動脈沖，應具備符合要求的電壓幅度和電流供給能力。否則逆變器工作狀態(tài)將直接影響三相輸出主電路的輸出平衡。

通過有序的導通與關(guān)斷六個功率IGBT，則可將直流功率變換為所要頻率的交流功率，見圖1等效圖。

圖1

圖1中，S1-S6組成了橋式逆變電路，IGBT工作必須經(jīng)逆變PWM脈沖傳輸驅(qū)動電路。其PWM脈沖傳輸電路一般由CPU輸出的PWM信號、驅(qū)動器/反相器電路、光耦、驅(qū)動功率電路等部分組成。這六個IGBT通過驅(qū)動電路，將主控電路中CPU產(chǎn)生的六個PWM信號，經(jīng)光電隔離和放大后，通過有序控制為逆變電路的換流器件（IGBT模塊）提供驅(qū)動信號。經(jīng)過驅(qū)動電路后通過有序控制IGBT的導通與關(guān)斷，使其導通與關(guān)斷時波形保持一致，這對輸出電壓的平衡尤其重要。

圖2是驅(qū)動IGBT柵極的典型電路圖之一。

圖2

從主板過來的PWM脈沖信號，通過光電耦合器模塊產(chǎn)生信號，加到IGBT的柵極，使柵極驅(qū)動電路開啟，輸出一個15V的正柵極電壓。這個值足夠使IGBT飽和，并使導通損耗最小。當柵極電壓處于零時，為了保證IGBT可靠關(guān)斷，需要在柵極施加個一個關(guān)斷的反向偏壓，而應用推挽式放大電路來提高輸出電流的能力，去匹配IGBT驅(qū)動要求，以保證IGBT的開通關(guān)斷過程按時按序。

（二）變頻器輸出不平衡原因分析

在與企業(yè)的合作交流中，在保護檢測電路、負載正常情況下，U、V、W三相輸出不平衡主要可分為兩種情況：

1、當電機抖動，用萬用表測其三相輸出電壓是否平衡，如不平衡有可能是IGBT模塊損壞。IGBT模塊損壞的原因有多種，首先是外部負載發(fā)生故障而導致IGBT模塊的損壞，其次驅(qū)動電路老化也有可能導致驅(qū)動波形失真，此時驅(qū)動電路一般都有問題，查找相應的光耦、對管、穩(wěn)壓管、電解電容等元件。

2、變頻器操作面板顯示輸出缺相或報三相負載不平衡故障時，我們可以通過萬用表測量U、V、W對P之間的電壓比較，查找出哪相電壓不一致，然后用示波器和萬用表進一步確認導致這路驅(qū)動電壓和驅(qū)動信號波形不正常的原因。

（三）變頻器三相輸出不平衡的處理

總之，解決以上情況的步驟是先檢查六路驅(qū)動電路電壓是否正常，如哪路電壓不正常，再檢查相關(guān)的電解電容、光耦等，最后用示波器檢查六路波形是否符合技術(shù)要求，六路波形一致則三相輸出不平衡問題也就解決了。

1：考慮到推挽式輸出觸發(fā)電路中的電解電容一直處在脈沖高頻的工作環(huán)境下，在使用了幾年后其壽命終結(jié)期也快到了，再者電容異常引起波形失真的幾率較高，為了更有把握，可以把所有起平滑作用的電容全部更換。

2：當逆變模塊損壞時，驅(qū)動信號電路、驅(qū)動電源也會出現(xiàn)不同程度的損壞。先需確定驅(qū)動電路令其正常輸出六路脈沖信號后，再更換逆變模塊。

3：用示波器檢查有關(guān)IGBT的驅(qū)動波形，這是用V-695示波器測出的驅(qū)動IGBT正常波形，這個值足夠使IGBT的導通與關(guān)斷，此為最直觀檢查IGBT逆變工作是否正常的手段，波形正常，則輸出必平衡。

3 結(jié)論

通過對變頻器三相輸出不平衡的原因的分析、研究，發(fā)現(xiàn)驅(qū)動信號及傳輸電路對IGBT有著至關(guān)重要的作用，驅(qū)動信號的不良直接導致逆變電路的不正常。

IGBT驅(qū)動信號電路是保障整臺變頻器正常運行的關(guān)鍵，維修時一定要做到膽大心細，不能盲目的檢修。雖在檢修第一臺變頻器的三相輸出不平衡故障時，花費了大量的時間和精力去分析探索電路的工作原理，但是通過一次次故障維修逐漸積累了第一手難得的資料，為今后維修各種品牌的變頻器提供了參考依據(jù)。

參考文獻：

[1] 張選正 史步海.變頻器故障診斷與維修.電子工業(yè)出版社，2008年4月

第5篇：igbt驅(qū)動電路范文

【關(guān)鍵詞】 煤礦 電機 轉(zhuǎn)子 位置檢測

隨著科技的高速發(fā)展及礦井科技含量的增加，我國煤礦安全生產(chǎn)形勢整體好轉(zhuǎn)，事故總量和百萬噸死亡率持續(xù)下降，但制約安全生產(chǎn)的事故隱患還沒有徹底排除，尤其是煤礦開采深度的增加，開采環(huán)境變得更加復雜，電氣設備的數(shù)量也不斷增加，煤礦井下安全生產(chǎn)形勢仍然嚴峻。井下電氣設備種類眾多，如輸配電設備、安全生產(chǎn)設備、排水救援設備和提升運輸設備，其中提升運輸設備是井下運輸輸配電設備、生產(chǎn)設備、煤和人員的唯一通道，是保障井下安全生產(chǎn)的屏障和支撐。井下提升運輸?shù)倪^程實質(zhì)上就是電機將電能轉(zhuǎn)換成被運輸物的重力做功過程，電機的可靠動作需要處理器發(fā)送信號控制驅(qū)動電路的功率管合理導通，電機繞組按照固定順序通電產(chǎn)生恒定轉(zhuǎn)矩，所以開展針對異步電機驅(qū)動技術(shù)進行研究，對于提高井下提升運輸系統(tǒng)的可靠性及保障安全生產(chǎn)工作的順利開展具有十分重要的意義。

一、礦用提升運輸用異步電機模型

三相異步電機是煤礦井下提升運輸系統(tǒng)主要的動力來源，在對理想的煤礦三相異步電機作如下假設：① 三相繞組完全對稱，氣隙磁場為方波，定子電流、轉(zhuǎn)子磁場均為對稱分布；② 忽略齒槽、電樞反應和換相過程等的影響；③ 異步電機的電樞繞組在定子內(nèi)表面均勻連續(xù)分布。

電機電壓平衡方程：

其中，Te是額定轉(zhuǎn)矩，TL是負載轉(zhuǎn)矩，J是電機轉(zhuǎn)軸上的轉(zhuǎn)動慣量的總和，ω是機械角速度。

二、橋式驅(qū)動電路設計

橋式驅(qū)動電路采用六個IGBT管兩兩串聯(lián)后并聯(lián)組成三個并聯(lián)支路，整流電路輸出端與三個支路并聯(lián)，三個支路的中點與電機的三相繞組A、B、C相連接，橋式驅(qū)動電路如圖1所示。通過控制IGBT管的導通順序來控制三相繞組的通電方向和順序，使電機產(chǎn)生恒定的轉(zhuǎn)矩持續(xù)旋轉(zhuǎn)。因為煤礦異步電機繞組換相時間短，電流大，所以橋式驅(qū)動電路不僅需要承受瞬時大電流，還必須具有保護功能，能夠檢測系統(tǒng)過流、短路等故障，并發(fā)送故障信號，同時能夠在故障發(fā)生時快速切斷電機繞組電源，封鎖橋式驅(qū)動電路的輸出。 （圖1）

煤礦異步電機采用三相六拍制兩兩導通的控制方式，電機旋轉(zhuǎn)3600的過程中需要經(jīng)歷六次換相，電機運轉(zhuǎn)時需要非同一橋臂的上、下兩個功率管導通，即導通情況為Q1+Q6、Q2+Q6、Q2+Q4、Q3+ Q4、Q1+Q5和 Q3+Q5，圖2功率管的導通時序圖。假如同一橋臂的功率管導通時間稍有交迭，相當于將整流電路的輸出端直接短路，將會造成整流電路及相關(guān)電路的燒毀，所以橋式驅(qū)動電路工作時絕對不允許同一橋臂上下兩個IGBT管同時導通。為了避免同一橋臂上下兩個IGBT管同時導通，在上下兩個開關(guān)管切換的瞬間加一小段時間的延時（死區(qū)時間），保證一只功率管導通時，與它同一橋臂的功率管處于關(guān)斷狀態(tài)。

圖2 功率管的導通順序

三、 IGBT驅(qū)動保護電路設計

本文采用單功率管專用驅(qū)動芯片K841L為核心設計IGBT驅(qū)動保護電路，K841L輸入信號幅值4.5-7V或3-4.5V；可根據(jù)需要調(diào)節(jié)盲區(qū)時間、軟關(guān)斷的速度、故障后再次啟動的時間；可以使用單一電源，驅(qū)動器內(nèi)部設有負壓分配器，減少了電路設計和元器件；關(guān)斷時輸出為負電平，抗干擾能力強；當6 腳對 1 腳（即 IGBT 的發(fā)射極） 的電位升高到 到閾值時啟動內(nèi)部的保護機制。IGBT驅(qū)動電路如圖3所示，其中Cc、Ce、Cp為濾波電容，高壓快恢復管D為隔離反饋二極管，本文選用FUR1100，電阻Rg為柵極電阻，控制柵極充放電的速度。（圖3）

四、結(jié)論

本文在闡述煤礦安全生產(chǎn)形勢和異步電機數(shù)學模型的基礎(chǔ)上，開展礦用提升運輸用異步電機驅(qū)動技術(shù)研究，分別設計了橋式驅(qū)動電路和IGBT驅(qū)動保護電路，并對電機的軟關(guān)斷技術(shù)進行分析，本文的研究成果為礦用提升運輸用異步電機控制系統(tǒng)設計奠定基礎(chǔ)。

參 考 文 獻

[1] 王成元，夏加寬，孫宜標.現(xiàn)代電機控制技術(shù)[M].北京：機械工業(yè)出版社，2010.

第6篇：igbt驅(qū)動電路范文

【關(guān)鍵詞】智能功率模塊;SPM;FSBB30CH60CT;自舉電路

Abstract：FSBB30CH60CT is an advanced motion SPM 3 Series that Fairchild has newly developed to provide a very compact and high performance inverter solution for AC motor drives in Low-Power applications such as air conditioners. This paper describes the working principle of module and the design of driver circuit.

Key words：Smart Power Module;SPM;FSBB30CH60CT;Bootstrap Circuit

引言

電機是各種電設備中的用電大戶，隨著節(jié)能成為全球關(guān)注的焦點，因此，提高電機能效成為重點研究技術(shù)。要降低能耗就要求把電機的驅(qū)動和控制做得更精密，更智能。通過功率模塊的控制，可以實現(xiàn)“弱電”控制“強電”，達到驅(qū)動電機的目的。功率模塊根據(jù)頻率變化來控制電機的轉(zhuǎn)速，從而實現(xiàn)節(jié)能，一般可以節(jié)能30%左右。

專注于功率半導體的飛兆半導體公司（Fairchild

Semiconductor Corporation）是一個熱衷推動綠色節(jié)能的企業(yè)，其推出的智能功率模塊（Smart Power Module，SPM）產(chǎn)品FSBB30CH60CT（Motion SPM3系列產(chǎn)品之一）為低功率應用（如空調(diào)、洗衣機）中的電機驅(qū)動提供了緊湊且高性能的逆變器解決方案。

1.FSBB30CH60CT的主要性能

Motion-SPM是一款超小型集成功率模塊，采用雙列直插式移模封裝，內(nèi)部集成了功率部件、上下橋臂柵極驅(qū)動器及保護電路，用于驅(qū)動AC100-220V低功耗電機。FSBB30CH60CT是其系列產(chǎn)品之一，組合了優(yōu)化的電路保護和驅(qū)動功能，匹配低損耗IGBT，同時將欠壓閉鎖和過流保護功能集于一體，增強了系統(tǒng)可靠性。內(nèi)部集成高速高壓電路（HVIC）為無光電耦合、單電源IGBT門極驅(qū)動提供了可能，并縮減了逆變器系統(tǒng)的體積。

其內(nèi)部等效電路與輸入/輸出引腳如圖1所示?？梢钥闯?，它是由一個三相IGBT逆變器電路功率模塊和四個用于控制功能的驅(qū)動IC組成。逆變器低端由三個配有續(xù)流二極管的IGBT組成，包括一個具有門極驅(qū)動控制和保護功能的集成電路（IC）。逆變器高端由三個配有續(xù)流二極管的IGBT組成，每個IGBT分別由一個集成電路（IC）驅(qū)動。逆變器的功率端是由逆變器的四個直流輸入端和三個輸出端組成。

1.1 主要特性

（1）使用Al2O3 DBC技術(shù)，熱阻很低。

（2）采用內(nèi)置自舉二極管，PCB布局簡單便捷。

（3）600V-30A三相IGBT逆變橋（包含用于門極驅(qū)動和保護的控制IC）。

（4）三個獨立負直流鏈路端子，用于實現(xiàn)逆變器的電流檢測。

（5）單接地電源，實現(xiàn)內(nèi)置HVIC。

（6）絕緣等級為2500Vrms/min。

1.2 封裝形式

FSBB30CH60CT采用覆銅陶瓷基板（DBC）封裝（如圖2），這是一種特殊工藝，即在高溫下將銅箔直接鍵合到氧化鋁（AL2O3）或氮化鋁（ALN）陶瓷基片表面（單面或雙面）。所制成的超薄復合基板電絕緣性能好，導熱特性高，軟釬焊性優(yōu)異，附著強度高，同PCB板一樣能蝕刻出各種圖形，具有很大的載流能力，最高載流量可達100安培/毫米。

這種DBC封裝，不僅提高了功率密度，而且使得在獨立封裝中實現(xiàn)三相逆變器、SRM驅(qū)動器和功率因數(shù)校正等成為可能。

2.驅(qū)動控制設計

實際應用中，智能功率模塊FSBB30CH60CT是CPU與電機之間的功率接口。使用FSBB30CH60CT設計的驅(qū)動無刷直流電機控制電路如圖3所示。

圖1 FSBB30CH60CT的內(nèi)部等效電路圖

圖2 FSBB30CH60CT的封裝示意圖

圖3 實際應用驅(qū)動電路

功率模塊FSBB30CH60CT內(nèi)部集成了一個專用HVIC，因此無需任何光耦合器或變壓器隔離，其控制信號可直接與CPU相連，即允許6個輸入控制端直接連接CPU。這里采用了RC耦合電路，目的是防止信號震蕩，RC時間常數(shù)選擇在50150ns，耦合電路中R9R15采用100Ω，C17C23采用1nF。

SPM模塊的6腳VFO是故障輸出報警引腳，當SPM發(fā)生短路電流保護或欠壓閉鎖時，就會通過該腳輸出低電平。VFO輸出為集電極開路輸出，因此需要一個約4.7kΩ的上拉電阻。VFO輸出的脈沖寬度取決于連接在CFOD（引腳7）和COM之間的外部電容C24，計算公式為，通常取C24為33nF，則為1.8ms。

SPM的應用為減小電機體積并簡化設計提供了可能。與分立式解決方案相比，其寄生電感更小，可靠性也更高。

3.自舉電路設計

SPM功率模塊的驅(qū)動電路采用單電源供電，為保證控制電源能夠為P側(cè)功率器件提供正確的門極偏置電壓，同時保證直流母線上的高壓不致串到控制電源電路而燒壞元器件。這里采用自舉電路給高壓柵極驅(qū)動集成電路（IC）的高端柵極驅(qū)動電路供電。

3.1 自舉電路工作原理

為SPM內(nèi)的HVIC提供電源的是電壓VBS（VB與VS的電壓差）。這個電壓的大小必須控制在13.018.5V，以保證HVIC能夠完全驅(qū)動高端IGBT1。通過自舉電源可產(chǎn)生VBS浮動電壓，自舉電源電路由一個自舉二極管（DBS）、電阻（RBS）和電容（CBS）組成，如圖4所示。當IGBT2開通時，VS通過地低端器件或負載被下拉到地端，VCC電源經(jīng)過自舉二極管（DBS）和電阻（RBS）對自舉電容器（CBS）充電，電流的流經(jīng)路線如圖4中虛線所示。這樣自舉電容CBS端電壓可保持在VCC，使得關(guān)閉IGBT2時，足夠驅(qū)動IGBT1。初次自舉充電時，低端IGBT導通時間要足夠長，才能對自舉電容完全充電。

圖4 自舉電路工作原理圖

3.2 自舉電路參數(shù)設計

在圖3的應用電路中有三路自舉電路，共用了一個電阻R8，由R8、D5、C9組成其中一路自舉電路。當高端IGBT或二極管導電時，自舉二極管承受整個母線電壓。在功率模塊FSBB30CH60CT中，電源的最大額定值為450V，加上浪涌電壓50V，施加在二極管上的實際電壓為500V。考慮100V的余量，自舉二極管所承受的電壓應大于600V，因此，選用反向耐壓峰值為600V的快速二極管RS1J。

自舉電容的大小可根據(jù)以下公式計算：

上式中為CBS最大放電電流，為高端IGBT的最大導通脈沖寬度，為CBS允許的放電電壓。而IGBT的最大導通脈寬由PWM載波頻率和最大占空比決定。考慮離散性和可靠性，實際選擇的自舉電容一般是計算值的2～3倍。例如若系統(tǒng)PWM載波頻率為8KHz，最大占空比為80%，則上橋臂最大導通時間為100s，選定ΔV=1V，=1mA，通過上式計算得到電容為0.1F，實際應用中可選擇。

自舉電阻R8與自舉電容共同決定了自舉充電時間常數(shù)，同時R8還取決于外部門極電阻R5、R6、R7，可通過調(diào)節(jié)R5、R6、R7的阻值控制上橋臂IGBT開關(guān)過程中的dv/dt。因此為了避免外部門極電阻上的電壓降超過上橋臂功率器件門限電壓，通常選用的自舉電阻阻值為外部門極電阻的三倍以上。

4.短路電流保護電路

功率級電路中，高性能功率模塊自身保護是很重要的，尤其是短路保護。SPM短路觸發(fā)電平為0.5V左右，當SPM檢測出8腳（Csc）的電壓超過0.5V時，將產(chǎn)生一個故障信號，通過6腳VFO故障輸出報警引腳輸出。SPM具有內(nèi)置短路電流保護功能，因此用于短路電流檢測的功率電阻的選擇就至關(guān)重要。在圖3所示應用電路中，SPM通過電阻R14來檢測N側(cè)直流環(huán)節(jié)的線路電流，其大小選擇主要是依據(jù)模塊內(nèi)部保護電流值的大小進行選擇。SPM短路觸發(fā)電平為0.5V左右，這里設定瞬時電流保護值為40A，經(jīng)計算選擇阻值為0.0125Ω，功率為10W的無感電阻。另外檢測電阻R14需要并聯(lián)一個小電容，用來消除上電瞬時大電流導致的電流保護誤操作。

R17、C25構(gòu)成濾波電路，RC的時間常數(shù)取決于實際應用中的噪聲持續(xù)時間和芯片的短路電流耐受時間，為了確保安全的短路保護，應控制時間常數(shù)在1s左右。

5.小結(jié)

相比于分立元件組合模式，智能功率模塊是將功率器件（IGBT）及其驅(qū)動電路和保護功能集于一體的功率集成電路，其內(nèi)部包含了門極驅(qū)動電路、過電流保護（OC）、短路保護（SC）、欠壓保護（UV）等多種保護電路以及故障檢測等。測試結(jié)果表明，模塊在可重復性、可靠性及性能方面均優(yōu)于等同的分立元件產(chǎn)品。

目前，許多諸如洗衣機、空調(diào)等家電產(chǎn)品中已經(jīng)使用該高性能功率模塊，使用效果良好，并降低了電機的能效，達到了節(jié)能的目的。隨著它的優(yōu)越性進一步被市場檢驗，必將得到越來越廣泛的應用。

參考文獻

[1]FAIRCHILD SEMICONDUCTOR FSBB30CH60CT[EB/OL].http：//.

[2]Fairchild Smart Power Module User’ s Guide[EB/OL].http：//.

第7篇：igbt驅(qū)動電路范文

【關(guān)鍵詞】三相逆變電源;DSP IC;全數(shù)字控制;設計

在當前，隨著電力電子技術(shù)的高速發(fā)展，尤其是逆變技術(shù)在多領(lǐng)域的廣泛應用，人們對逆變電源的性能要求也較過去有了較大程度的提高，不僅要求輸出的波形質(zhì)量盡量好，而且對其穩(wěn)態(tài)與動態(tài)性能的要求也日益更高?；诖耍狙芯砍晒υO計了一種基于DSP IC全數(shù)字控制的三相逆變電源，現(xiàn)對其技術(shù)方案簡要陳述如下，以供業(yè)內(nèi)人士參考。

1.本三相逆變電源的總體設計思路

在本設計方案中，主要包括的幾個部分為：

①括主控制電路;

②驅(qū)動保護電路;

③工作電源;

④三相逆變電路;

⑤輸出濾波電路;

⑥穩(wěn)壓電路;

⑦前級處理電路。

其具體設計思路如圖1所示。

圖1 三相逆變電源的總體設計思路

2.硬件設計

2.1 主控制芯片的選擇及其特性簡述

本設計選用的是美國微芯科技公司生產(chǎn)的DSP IC數(shù)字信號控制器（DSC）為電源的主控芯片，同時該芯片為16位閃存單片機設計，其快速中斷處理能力與對設備的切斷功能均頗為強大，另還兼具了數(shù)字信號處理設備（DSP）的數(shù)據(jù)吞吐和運算功能，進而在運算速度與數(shù)字信號處理方面有非常不錯的表現(xiàn)，對指令的執(zhí)行速度甚至超過了30MIPS。此外，該芯片還配備了自編程閃存，可耐受的工作環(huán)境溫度可達到工業(yè)級。

2.2 電源開關(guān)元件的選擇及其特性簡述

本設計采用絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）作為電源開關(guān)元件，IGBT不但具有效應管（MOSFET）的高速開關(guān)功能，而且還具有電力晶體管（GTR）的低通壓降優(yōu)點，是一種集多方面優(yōu)點于一身的復合型開關(guān)元件。

2.3 主控制電路的設計

在主控制電路的設計中，將復位、晶振、六路PWM輸出以及報警等等多項功能考慮進其中，具體詳見圖2所示。

圖2 主控制電路原理圖

2.4 逆變電源開關(guān)元件（IGBT）的驅(qū)動電路設計

IGBT的門極驅(qū)動電路在很大程度上影響著其開關(guān)時間、功耗以及承受短路電路的能力，是關(guān)系到IGBT靜、動態(tài)性能的關(guān)鍵部件，故其對應的驅(qū)動保護電路設計尤為重要，本次詳細設計如圖3所示。

圖3 IGBT驅(qū)動電路設計圖

2.5 逆變電源的保護電路設計

一旦出現(xiàn)輸入（出）電流與電壓不穩(wěn)定以及電源開關(guān)元件溫度過度升高的情況，有可能對整個逆變系統(tǒng)造成破壞性的損壞，故在本設計中，分別設計了電源的輸入過流保護電路（如圖4所示）與超溫保護電路（如圖5所示），其中，以超溫保護電路為例，一旦IGBT的溫度超過了額定溫度，主控芯片立即發(fā)出故障信號并自動將所有的IGBT切斷，同時還將通過指示燈發(fā)出警報以提示已有異常發(fā)生。

圖4 輸入過流保護電路設計

圖5 超溫保護電路設計

2.6 逆變電路的穩(wěn)壓電路設計

在本設計中，為便于逆變控制系統(tǒng)調(diào)節(jié)輸出電壓的大小及波形，繼而采用了閉環(huán)控制策略，具體詳見圖6所示。逆變電壓經(jīng)變壓器降壓整流后，再經(jīng)分壓電阻分壓采樣，形成閉環(huán)。

圖6 穩(wěn)壓電路設計圖

3.軟件設計

綜合借助DSPIC對數(shù)字信號的處理功能及其快速的計算能力，同時采用了SPWM脈寬調(diào)制技術(shù)，對六路PWM值實時計算，再將計算的結(jié)果傳輸?shù)絻?nèi)部的PWM控制模塊產(chǎn)生PWM波形。其中，開關(guān)頻率選用20kHz，其周期為50μs，通過軟件對所產(chǎn)生的PWM波形的正弦數(shù)值進行分析并生成表格，將其提前存儲到控制芯片當中。存儲正弦數(shù)字表為180個數(shù)值，根據(jù)波形的對稱性和三相相位相互差120度的特性，在0到180的正弦數(shù)值表中加入一定計算就可以得到所需要角度的對應數(shù)值?？刂菩酒鶕?jù)回饋采樣，利用PI調(diào)節(jié)，對正弦數(shù)值表中的每個值進行重新計算后送如PWM模塊，以達到穩(wěn)壓的目的。同時每1毫秒對所有輸入采樣和各種保護進行處理，若有保護信號動作，立即關(guān)閉PWM模塊，使驅(qū)動波形變?yōu)闊o效，進而達到及時保護IGBT的目的。此外，為了最大程度減少啟動器對器件產(chǎn)生的沖擊，本設計在軟件方面還特地增設了一個軟啟動程序，進而確保其輸出的電壓不會徒然升至過高。

4.實驗結(jié)果

圖7、圖8所示為經(jīng)過LC濾波前后的三相逆變電壓線電壓波形，頻率為50HZ，符合設計要求。

圖7 LC濾波前的逆變電壓波形

圖8 LC濾波后的逆變電壓波形

5.結(jié)束語

本研究成功設計了一種基于DSPIC的全數(shù)字控制三相逆變電源，其樣品目前已通過檢測，檢測結(jié)果顯示，本產(chǎn)品采用DSPIC進行控制，其可控性、可靠性以及波形質(zhì)量與帶負載能力等，均顯著優(yōu)于傳統(tǒng)電路設計，建議將其作為新一代逆變電源產(chǎn)品進行批量生產(chǎn)并推廣應用。

參考文獻

第8篇：igbt驅(qū)動電路范文

引言

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，電源技術(shù)被廣泛應用于計算機、工業(yè)儀器儀表、軍事、航天等領(lǐng)域，涉及到國民經(jīng)濟各行各業(yè)。特別是近年來，隨著IGBT的廣泛應用，開關(guān)電源向更大功率方向發(fā)展。研制各種各樣的大功率，高性能的開關(guān)電源成為趨勢。某電源系統(tǒng)要求輸入電壓為AC220V，輸出電壓為DC38V，輸出電流為100A，輸出電壓低紋波，功率因數(shù)>0.9，必要時多臺電源可以直接并聯(lián)使用，并聯(lián)時的負載不均衡度<5％。

圖1 UC3854A/B控制的有源功率因數(shù)校正電路

    設計采用了AC/DC/AC/DC變換方案。一次整流后的直流電壓，經(jīng)過有源功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)以提高系統(tǒng)的功率因數(shù)，再經(jīng)半橋變換電路逆變后，由高頻變壓器隔離降壓，最后整流輸出直流電壓。系統(tǒng)的主要環(huán)節(jié)有DC/DC電路、功率因數(shù)校正電路、PWM控制電路、均流電路和保護電路等。

1 有源功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)

由于系統(tǒng)的功率因數(shù)要求0.9以上，采用二極管整流是不能滿足要求的，所以，加入了有源功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)。采用UC3854A/B控制芯片來組成功率因數(shù)電路。UC3854A/B是Unitrode公司一種新的高功率因數(shù)校正器集成控制電路芯片，是在UC3854基礎(chǔ)上的改進。其特點是：采用平均電流控制，功率因數(shù)接近1，高帶寬，限制電網(wǎng)電流失真≤3％[1]。圖1是由UC3854A/B控制的有源功率因數(shù)校正電路。

圖2 主電路拓撲圖

    該電路由兩部分組成。UC3854A/B及外圍元器件構(gòu)成控制部分，實現(xiàn)對網(wǎng)側(cè)輸入電流和輸出電壓的控制。功率部分由L2，C5，V等元器件構(gòu)成Boost升壓電路。開關(guān)管V選擇西門康公司的SKM75GB123D模塊，其工作頻率選在35kHz。升壓電感L2為2mH/20A。C5采用四個450V/470μF的電解電容并聯(lián)。因為，設計的PFC電路主要是用在大功率DC/DC電路中，所以，在負載輕的時候不進行功率因數(shù)校正，當負載較大時功率因數(shù)校正電路自動投入使用。此部分控制由圖1中的比較器部分來實現(xiàn)。R10及R11是負載檢測電阻。當負載較輕時，R10及R11上檢測的信號輸入給比較器，使其輸出端為低電平，D2導通，給ENA(使能端)低電平使UC3854A/B封鎖。在負載較大時ENA為高電平才讓UC3854A/B工作。D3接到SS（軟啟動端），在負載輕時D3導通，使SS為低電平；當負載增大要求UC3854A/B工作時，SS端電位從零緩慢升高，控制輸出脈沖占空比慢慢增大實現(xiàn)軟啟動。

2 DC/DC主電路及控制部分分析

2.1 DC/DC主電路拓撲

在大功率高頻開關(guān)電源中，常用的主變換電路有推挽電路、半橋電路、全橋電路等[2]。其中推挽電路的開關(guān)器件少，輸出功率大，但開關(guān)管承受電壓高（為電源電壓的2倍），且變壓器有六個抽頭，結(jié)構(gòu)復雜；全橋電路開關(guān)管承受的電壓不高，輸出功率大，但是需要的開關(guān)器件多（4個），驅(qū)動電路復雜。半橋電路開關(guān)管承受的電壓低，開關(guān)器件少，驅(qū)動簡單。根據(jù)對各種拓撲方案的工程化實現(xiàn)難度，電氣性能以及成本等指標的綜合比較，本電源選用半橋式DC/DC變換器作為主電路。圖2為大功率開關(guān)電源的主電路拓撲圖。

圖3 PWM控制及驅(qū)動圖

    圖2中V1，V2，C3，C4和主變壓器T1組成半橋式DC/DC變換電路。IGBT采用西門康公司的SKM75GB123D模塊，工作頻率定在30kHz。高頻變壓器采用國產(chǎn)鐵氧體EE85B磁芯，原邊繞組匝數(shù)為12匝，副邊兩個繞組均為6匝，變壓器無須加氣隙。在繞制變壓器時采用“三段式”方法繞制，以減少變壓器的漏感[3]。整流二極管采用快速二極管，以減小其反向恢復時間對輸出的影響。R1，C1，R2，C2為并在IGBT兩端的吸收電路。R5及C6和R6及C7為并在快恢復二極管兩端的吸收電路。R3和R4起到保證電容C3及C4分壓均勻的作用。CT為初級電流檢測用的電流互感器，作為電流控制時的電流取樣用。為了防止電源在運行過程中產(chǎn)生偏磁，在原邊繞組串聯(lián)隔直電容C5，阻斷與不平衡伏秒值成正比的直流分量，平衡開關(guān)管每次不相等的伏秒值。C5采用優(yōu)質(zhì)CBB無感電容。變壓器的副邊采用全波整流加上兩級L—C濾波以滿足低輸出紋波的要求。電阻R7及R8為輸出電壓反饋采樣電阻。

2.2 PWM電路及IGBT的驅(qū)動

系統(tǒng)的PWM部分采用電流型控制芯片UC3846組成波形產(chǎn)生電路[4]。圖3是大功率開關(guān)電源的PWM控制的電氣原理圖。

    R1和C2組成UC3846的振蕩器，振蕩頻率為f=2.2/R1C2。為了防止兩路開關(guān)管的互通，要設定兩路輸出都關(guān)斷的“死區(qū)時間”，它由振蕩鋸齒波的下降沿決定。從腳8經(jīng)R2及C1到腳4（SEN＋）作為UC3846電流控制的斜坡補償，以有效地防止次諧波振蕩。主電路電流信號經(jīng)電流互感器CT，橋式整流和阻容濾波后作為UC3846的電流反饋信號。UC3846對電流放大器的輸出電壓脈沖與最大電流限制值（由腳1電壓和電壓誤差放大器的輸出電壓確定）逐個地進行比較，當脈沖開關(guān)電流超過最大電流限制時，UC3846將封鎖輸出脈沖，限制了開關(guān)電源的最大輸出電流。C5為實現(xiàn)軟啟動的電容。UC3846的腳1電位低于0.5V時無脈寬輸出，在腳1接電容到地，開機后隨著電容的充電，電容電壓高于0.5V時有脈寬輸出，并隨著電容電壓的升高脈沖逐漸變寬，完成軟啟動功能。

IGBT是一復合功率器件，集雙極型晶體管和功率MOSFET的優(yōu)點于一體，具有電壓型控制，開關(guān)損耗小，通斷速度快，工作頻率高，器件容量大等優(yōu)點，很適合用于大功率電源變換器中，因此，近年來IGBT技術(shù)得到了迅猛的發(fā)展[5]。專門用于IGBT的驅(qū)動電路很多，如富士公司的EXB841及EXB651系列，三菱公司的M57959L系列。它們都具有開關(guān)頻率高，驅(qū)動功率大，過流過壓保護等優(yōu)點，但必須要有專門的驅(qū)動電源，因此，導致設備整體成本提高。脈沖變壓器也可以作為IGBT的驅(qū)動，它有體積小，價格低，不需要額外的驅(qū)動電源的優(yōu)點，但是直接驅(qū)動時，脈沖的前沿與后沿不夠陡，影響IGBT的開關(guān)速度。圖3所采取的驅(qū)動電路具有開關(guān)頻率高，驅(qū)動功率大，結(jié)構(gòu)簡單，且具有負壓關(guān)斷的特點。V1－V4，D2－D5構(gòu)成了脈沖變壓器的驅(qū)動電路，適用于驅(qū)動大功率的IGBT。D1和D6有利于V1－V4的關(guān)斷。當PWM1為高，PWM2為低電平時，V1和V4導通；當PWM1和PWM2均為低電平時，變壓器中由于漏感儲存的能量通過D3和D4進行續(xù)流，使A點電位降至－0.7V，雖然這時PWM1為低電平但V1再次導通，則V1處于高頻通斷狀態(tài)而容易燒毀。PWM2由高電平向低電平轉(zhuǎn)換時V2存在同樣情況。加入D6可以使續(xù)流時A點電位鉗制在0V，從而有利于V1或V2的關(guān)斷。同理D1的作用是利于V3或V4的關(guān)斷。

2.3 均流環(huán)節(jié)設計

并聯(lián)運行是電源技術(shù)的發(fā)展方向之一。欲使開關(guān)電源并聯(lián)運行，做到各電源模塊之間的“均流”是關(guān)鍵。常用的均流方法有外特性下垂法、主從電源設置法、外部電路控制法、平均電流法、最大電流法[6]。分析各種均流方法可知，下垂法雖然簡單易行，但負載效應指標較差，均流精度太低；主從設置法和平均電流型自動均流法都無法實現(xiàn)冗余技術(shù)，因為，一旦主電源出故障，則整個電源系統(tǒng)都不能正常工作，使電源模塊系統(tǒng)的可靠性得不到保證；外控法的控制特性雖好，但需要一個附加的控制器，并在控制器和每個單元電源之間有許多附加連線；而最大電流自動均流法依據(jù)其特有的均流精度高，動態(tài)響應好，可以實現(xiàn)冗余技術(shù)等性能，越來越受到開發(fā)人員的青睞。UC3907是Unitrode公司根據(jù)最大電流法設計的均流控制芯片。圖4是采用UC3907設計的電源并聯(lián)運行時的均流環(huán)節(jié)。

系統(tǒng)采用霍爾電流傳感器來檢測主電路輸出電流。霍爾傳感器的輸出經(jīng)分壓與UC3907的腳2電流檢測相連。腳11為電壓反饋端，輸出端分壓得到的電壓與UC3907內(nèi)部的電壓放大器所接的基準電壓（2.0V～2.1V）相比較后，輸出經(jīng)驅(qū)動放大器作為系統(tǒng)UC3846的電壓反饋。腳15接均流母線。UC3907內(nèi)部的電流放大器將檢測到的電流信號放大20倍與均流母線上的信號比較。若大于均流母線上的信號，則母線上的電壓將由該電源決定，即“主控”；若調(diào)節(jié)器的輸出電流小于母線上的電流信號，即“輔控”時，調(diào)節(jié)器使電壓放大器的基準電壓升高100mV，強迫系統(tǒng)的反饋電壓減小，通過UC3846的調(diào)節(jié)使該電源輸出電壓增加，從而自動平衡電流。在試驗過程中出現(xiàn)主輔控狀態(tài)來回切換的情況。分析其原因發(fā)現(xiàn)，當在“輔控”狀態(tài)時，電流調(diào)節(jié)器使基準電壓升高100mV的同時會使電流增大，當電流大于母線電流信號時，致使該模塊變?yōu)椤爸骺亍?。而在下一次調(diào)節(jié)時又變?yōu)椤拜o控”。這樣，就在主輔控狀態(tài)之間來化，造成系統(tǒng)并聯(lián)不穩(wěn)定。我們在腳14和腳6之間接一個電阻R3，使基準電壓在升高時小于100mV，該模塊的輸出電流略微增加，不至于成為“主控”模塊。如果電阻選取得適當，既能保證電源模塊并聯(lián)均流又不會發(fā)生主控、輔控交替現(xiàn)象。

    2.4 保護電路設計

對于DC/DC電源產(chǎn)品都要求在出現(xiàn)異常情況（如過流、過載、過/欠壓）時，系統(tǒng)的保護電路工作，使變換器及時停止工作。但各種情況下的保護又不盡相同。一般說來，在過載、過流時，保護電路要動作且不需要自動恢復；而過/欠壓則不同，在過/欠壓情況解除后要求系統(tǒng)能夠重新工作。圖5是系統(tǒng)的保護電路（主要是控制UC3846來停止半橋變換器工作）。UC3846的腳16（SHTDN）為關(guān)斷控制腳。當出現(xiàn)過/欠壓（或過流、過載）時，可使U1(或U2)導通，D1（或D2）導通，則腳16為高電平使UC3846關(guān)斷，封鎖輸出脈沖。不同的是，過/欠壓電路使UC3846的腳1經(jīng)三極管V1接地。當發(fā)生過/欠壓時，D1導通使腳16為高電平，在UC3846關(guān)斷的同時，V1導通，將UC3846內(nèi)部腳16所接的晶閘管短接，使其承受負壓關(guān)斷。這樣在過/欠壓解除后UC3846能夠重新輸出脈沖使變換器工作。而在過流、過載情況出現(xiàn)時C3846封鎖輸出脈沖，在封鎖解除時脈沖不能恢復。

3 各部分電路波形

研制成功的試驗樣機，在穩(wěn)態(tài)運行時的各部分波形如圖6及圖7所示。

第9篇：igbt驅(qū)動電路范文

絕緣柵雙極晶體管（IGBT， Insulated-Gate Bipolar Transistor）需要充分的保護以避免短路、過載和過電壓等錯誤情況所造成的損壞和故障，這些保護是確保如電機驅(qū)動以及太陽能和風能發(fā)電系統(tǒng)等應用安全穩(wěn)定電源轉(zhuǎn)換運作的重要關(guān)鍵。要檢測過電流和過載情況，具有快速響應或快速錯誤反饋的隔離放大器可以應用于輸出相位和直流母線電壓檢測上，本篇文章將討論如何使用這類器件來保護IGBT避免受到電流過高和過電壓等情況的影響。

介紹

圖1a顯示了交流電機驅(qū)動電路中電源轉(zhuǎn)換的典型框圖，其中包含把直流母線電壓轉(zhuǎn)換為以不同頻率交流電源驅(qū)動電機的變頻器。IGBT為形成變頻器核心的昂貴功率開關(guān)，這些功率器件必須以高頻率運行并且能夠承受高電壓。

隔離放大器，如圖1b中的ACPLC79A可以和分流電阻一起工作，提供即使存在高開關(guān)噪聲情況下的電源轉(zhuǎn)換器精確電流測量，和電阻分壓器一起使用時，隔離放大器可以作為檢測直流母線電壓的精密電壓傳感器，由隔離放大器提供的電流和電壓信息通過微控制器搜集，并使用這些數(shù)據(jù)計算出反饋值以及有效控制和錯誤管理電源轉(zhuǎn)換器所需的輸出信號。

錯誤保護要求

變頻器中IGBT是最昂貴的器件，因此必須盡可能提供保護，Avago公司的隔離放大器產(chǎn)品提供有錯誤情況的快速感應以及可以避免錯誤情況造成IGBT故障的微控制器算法，另外，隔離放大器中的光學隔離也可以避免錯誤情況造成微控制器過載而引發(fā)故障。

不過IGBT的保護必須以高成本效益方式進行，市場持續(xù)尋求不會大幅度影響電機驅(qū)動系統(tǒng)總體成本，但能夠提供充分IGBT錯誤保護的產(chǎn)品。為了滿足這個需求，IGBT柵極驅(qū)動器，如ACPL-332J和帶有保護功能的電流傳感器產(chǎn)品已經(jīng)陸續(xù)出現(xiàn)在市場上，除驅(qū)動和感應功能外加入了基本的錯誤檢測功能。這些產(chǎn)品提供實現(xiàn)IGBT保護的高成本效益方案，免去獨立檢測和反饋部件需求，請參考ACPL-332J產(chǎn)品數(shù)據(jù)手冊及相關(guān)文章中有關(guān)集成到Avago柵極驅(qū)動器產(chǎn)品的保護功能以及如何把這些功能應用于IGBT保護。本文的其他部分將聚焦于可由表1中所列出電流和電壓傳感器實現(xiàn)的部分錯誤保護功能。

IGBT的過電流情況可能因相位問短路、接地短路或直通所引起，輸出相位和直流母線上的分流電阻加上隔離放大器電流感應器件提供了電流測量外的錯誤檢測功能，請參考圖1。典型的IGBT短路承受時間可以達到10μs，為了確保有效的保護，絕對不能超出這個限制。在有限時間內(nèi)錯誤必須被檢出，然后反饋給微控制器，并于時限內(nèi)完成關(guān)斷程序，要達到這個要求，隔離放大器可以使用不同的方法。

例如ACPL C79A擁有單階躍輸入1.6μs的快速響應時間，允許隔離放大器在短路和過載情況下獲取瞬變信息，請參考圖2。中點的輸入到輸出信號傳遞延遲只有2μs，輸出信號跟上輸入的反應時間僅2.6μs即可達到最終水平的90%。

除了快速響應時間外，ACPLC79A提供有±1%增益精確度，0.05%的卓越非線性和60dB的信噪比（SNR， Signal-to-Noise Ratio）。ACPLC79B則提供±0.5%的更高增益精確度，ACPL-C790的增益精確度為±3%。所有ACPL-C79A系列器件都通過1230Vpeak最高工作絕緣電壓認證，并具備高達15kV/“s的共模瞬變噪聲抑制能力，這些功能通過尺寸比標準DIP-8封裝小30%的延展型SO-8封裝提供。

另一個例子為Avago的HCPL788J，使用了不同的方式達到過電流檢測的快速響應，請參考圖3。除了信號數(shù)輸出引腳外，它還提供了一個會在錯誤情況發(fā)生時快速由高電平變?yōu)榈碗娖降腇ault引腳指出過電流情況，這款隔離放大器提供±3%的測量精確度。

在錯誤反饋設計上，一個必須注意處理的問題是意外觸發(fā)，意外觸發(fā)為無明顯錯誤情況下產(chǎn)生的錯誤檢測觸發(fā)動作，可能會損壞IGBT。為了避免錯誤觸發(fā)，HCPL-788J采用脈沖鑒別電路來有效屏蔽電流（di/dt）和電壓（dv/dt）變化浪涌的影響。這個方法的好處是抑制能力不會受到振幅大小的影響，這代表了錯誤閥值可以設定在低上許多的水平而不會提高意外觸發(fā)的風險。

要實現(xiàn)達成快速錯誤檢測的電路，錯誤檢測方塊中使用兩個比較器來檢測正向和負向閡值，開關(guān)切換閡值等于256mV的Sigma-Delta調(diào)制器參考，這些比較器的輸出連接到消隱期為2μs的消隱濾波器，接著再送到編碼器方塊。

為了確保錯誤狀態(tài)可以快速通過隔離屏障傳遞，使用兩個獨特的數(shù)字編碼序列代表錯誤情況，一個代表正向，一個代表負向。當檢出錯誤情況時，光通道上正常的數(shù)據(jù)傳輸會被中斷，并以錯誤編碼序列位元流取代，這兩個錯誤碼在設計上和普通編碼方式顯著不同，因此檢測器端可以在錯誤發(fā)生時立即檢出。

解碼器檢測并把錯誤情況通過隔離屏障傳送需要的時間大約在1μs，加上400ns的抗混疊濾波器延遲帶來約1.4μs的傳播延遲。由錯誤情況發(fā)生到錯誤信號輸出總延遲時間為傳播延遲和消隱時間2μs的總合，帶來共3.4μs的總體錯誤檢測時間，請參考圖4。

Fault錯誤輸出腳位允許多個器件的錯誤信號連接在一起，使得多個器件可以通過線與（wire-ORed）方式產(chǎn)生單一錯誤信號輸出，請參考圖5右上部分，之后這個信號可以通過控制器直接禁用PWM輸入。

過載檢測

過載情況為電機電流超過驅(qū)動額定電流大小，但未達到使變頻器或電機立即損壞危險的情況，例如因軸承損壞造成的電機機械過載或電機堵轉(zhuǎn)。

變頻器通常會在正常規(guī)格外加入過載規(guī)格，可允許的過載時間依溫度過熱真正造成影響的時間決定，典型的過載規(guī)格大約為處于正常負載的1.5倍達1分鐘時間長度。

Avago的ACPL-C79A可以接受±300mV全幅輸入，產(chǎn)品數(shù)據(jù)手冊中的數(shù)據(jù)以±200mV正常輸入范圍為基準，設計工程師擁有選擇兩個數(shù)據(jù)或之間過載閡值的靈活度。如果和正常工作電流比較，過載電流的測量精確度較不嚴格，而這正是普遍情況，那么把閡值設定在接近300mV為能夠使用完整隔離放大器動態(tài)范圍的良好選擇，然而把閡值設定在200mV則可以確保過載電流測量的精確度。決定電壓大小后，設計工程師必須依相對電流大小選擇合適的感應電阻值。

Avago的HCPL-788J還包含一個額外功能，也就是ABSVAL輸出，可以用來簡化過載檢測電路。ABSVAL電路可以對輸出信號進行整型，并依下列公式提供正比于輸入信號絕對值的輸出信號：

ABSVAL=|VIN|xVREFEXT/252mV

輸出當然也可以使用線與方式連接，當結(jié)合3個正弦電機相位時，經(jīng)整流的輸出ABsVAL基本上是一個代表電機RMS電流的直流信號，這個直流信號和閡值比較器可以在電機或驅(qū)動電路受到傷害前指出過載情況，請參考圖5右下部分。

過電壓檢測

直流母線電壓必須持續(xù)受到控制，在某些工作情況下，電機作為發(fā)電機把高電壓通過變頻器的功率器件和回復二極管送回到直流母線，這個高電壓會加到直流母線電壓上形成IGBT上的超高電壓浪涌，這個浪涌可能會超出IGBT的最大集電極到發(fā)射極電壓而造成損壞。

微型化隔離放大器ACPL-C79A經(jīng)常被使用在直流母線監(jiān)測應用上作為電壓傳感器，如圖6所示。設計工程師必須通過依適當比例選擇的R1和R2電阻值調(diào)整直流母線電壓以適應隔離放大器的輸入電壓范圍。