放大電路的設計與仿真精選(九篇)

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第1篇：放大電路的設計與仿真范文

關鍵詞：共射放大電路；USB；Proteus；仿真

中圖分類號：TN702 文獻標識碼：A 文章編號：1009-3044（2016）07-0269-03

The Analysis and Study of Common-emmitter Amplifier Circuit Based on Proteus

ZHU Rong-tao1， XU Ai-jun2

（1.Yangtze University College of Technology & Enginerring， Jingzhou 434020，China； 2.Yangtze University， Jingzhou 434023， China）

Abstract：Traditional Common-emmitter Amplifier Circuit usually adopts +12V single power supply. In the case of lack of DC Stabilied Voltage Power Supply， we can’t do the experiment. In order to solve the problem， the author propose a sort of Common-emmitter Amplifier Circuit which adopts +5V single power supply. +5V single power supply can be provided by the USB interface. On the basis of thoery analysis， we study the basic characteristic of the Common-emmitter Amplifier Circuit such as Amplification Factor， Input Resistance， Output Resistance and Bandwith. The results shows that the Proteus simulation results is consistent with the hardware experiment results. The simulation is used by Proteus， and is tranplanted into hardware circuit. The method has certain promotion value in practical application.

Key words： Common-emmitter Amlifier Circuit；USB；Proteus； simulation

在傳統(tǒng)的模擬實驗教學中，共射放大電路實驗通常采用+12V單電源供電，在沒有直流穩(wěn)壓電源的情況下，共射放大電路無法正常工作，也不能微弱信號進行有效放大。在很多實際的工程應用中，經常需要采用共射放大電路對微弱的信號進行放大，若用+12V單電源供電就要為共射放大電路單獨做一個電源模塊，會增加成本。隨著USB技術發(fā)展和成熟，USB接口已經成為了主流接口，且USB接口能夠提供穩(wěn)定的+5V電壓。為了把理論教學和實際工程應用更緊密聯(lián)系在一起，同時在兼顧成本和低功耗的前期下，本文提出了一種+5V單電源供電的共射放大電路。

1 Proteus仿真平臺

Proteus軟件是英國LabCenter Electronics公司出版的EDA工具軟件（該軟件中國總為廣州風標電子技術有限公司）。它不僅具有其他EDA工具軟件的仿真功能，還能仿真單片機及器件。Proteus是世界上著名的EDA工具（仿真軟件），從原理圖布圖、代碼調試到單片機與電路協(xié)同仿真，一鍵切換到PCB設計，真正實現(xiàn)了從概念到產品的完整設計。先通過Proteus仿真，再移植到相應的硬件電路上進行實物測試，這種開發(fā)方式減少了系統(tǒng)開發(fā)周期和成本，具有一定的推廣價值[1]。

2 +5V共射放大電路設計

實際應用中需要設計一個輸入電阻大于500Ω、輸出電阻小于 300Ω和電壓放大倍數大于10的共射放大電路。經估算，+5V共射放大電路中各電阻元件電阻值如圖1所示，耦合電容C1和C2分別取20uF和47uF，旁路電容C3取100uF。

2.1 靜態(tài)工作點Q的測量

為保證放大電路能正常工作，必須讓三極管工作在放大區(qū)，因此先設置好合適的靜態(tài)工作點Q。靜態(tài)工作點Q的理論估算如下[2-3]：

[VB≈R5R6+R5UCC=25+2×5V=1.43V IC≈IE=VB-UBER3+R4=1.43-0.767 =10.8 mAIB≈ICβ=12.4200= 62 μAUCE=UCC-IE（R3+R4）-ICR2=5-10.8*230*10-3-10.8*67*10-3=1.79V]

利用Proteus軟件搭建的仿真電路如圖2所示，運行仿真軟件可以看到虛擬儀表測試出來的靜態(tài)工作點Q值。

圖2 靜態(tài)工作點仿真測試圖

現(xiàn)將理論估算值和仿真測試值具體數值匯總于表1中，由表1中的數據可知，理論估算值和仿真測試值相符。

2.2 放大倍數和輸入輸出測試波形

為了能在仿真條件下測出共射放大電路的電壓放大倍數，必須先保證輸出波形沒有失真。在Proteus虛擬環(huán)境中，繪制出如圖1所示電路，接著將把輸入信號和輸出信號分別與虛擬示波器相連接，然后運行Proteus軟件，就可看到輸入和輸出波形的圖形如圖3所示，此時輸入信號的頻率為10KHz，幅值為100mV。在圖3中[4]，我們看到輸出波形良好，輸入和輸出波形相差180°，且沒有出現(xiàn)任何失真。

電壓放大倍數理論計算如下（放大倍數β=200）：

[rbe=300+（1+β ）26IE=783.9ΩAu=-β（R2//R1）rbe+（1+β ）R3=-11.88]

在輸入信號和輸出信號的兩端分別放一個虛擬交流電壓表，運行Proteus軟件后，如圖4所示可看到輸入信號的有效值為69mV，輸出信號的有效值為799mV，電壓放大倍數為-11.58倍。由此可以看出理論計算結果與仿真結果相吻合，達到了預期的設計目標。

2.3 輸入電阻測試

輸入電阻測量電路圖如圖5所示，在輸入回路中接入交流電壓表和交流電流表后運行仿真開關，分別從電壓表和電流表上讀取數據。根據[Ri=UiIi=69/0.085≈811Ω][5]，測得當輸入信號頻率為10KHz時，共射放大電路的輸入電阻約為[811Ω]。

輸入電阻的理論計算為：[Ri=R5//R6//rbe+（1+β ）R3≈865Ω]。理論計算與仿真測量的結果相符。

2.4 輸出電阻測試

輸入電阻測量電路圖如圖 6 所示，首先在輸出回路中接入幅值為2V，頻率為10K的交流正弦信號源，接著再接入交流電壓表和交流電流表，然后后運行仿真開關，分別從電壓表和電流表上讀取數據。根據[Ro=UTIT=1.42/0.0065≈220Ω]，測得當輸入信號頻率為10KHz時，共射放大電路的輸入電阻約為[811Ω]。

輸出電阻的理論計算為：[Ro=230Ω]。理論計算與仿真測量的結果相符。

3 結束語

采用Proteus虛擬仿真軟件對+5V單電源共射放大電路進行了設計、分析和仿真，理論分析計算與仿真軟件的結果相符，達到了預期設計目標。通過對共射放大電路的仿真可以使學生掌握如何測量放大電路的基本參數，進一步理解放大電路中的參數對放大電路的影響。

參考文獻：

[1] 楊宏.基于Proteus的步進電機控制系統(tǒng)[J].現(xiàn)代電子技術，2010，33（5）：104-105

[2] 江曉安.模擬電子技術[M]. 2版.西安：西安電子科技大學出版社，2001：75-78.

[3] 肖淵.基于Multisim的放大電路設計及仿真研究[J].陜西科技大學學報，2009，27（4）：126-127.

第2篇：放大電路的設計與仿真范文

關鍵詞:PSpice; 通信電子線路; 諧振回路; 檢波電路

中圖分類號:TP393.01 文獻標識碼:A

文章編號:1004-373X(2010)11-0094-03

Realization of Experimental Simulation of Communication Electronic Circuit Based on PSpice

ZHANG Yi-Xiong1, WU Jun-hao1, HONG Zheng-bing2

(1. Deparment of Physics and Electronic Engineering, Hanshan Normal University, Chaozhou 521041, China;

2. Network and Educational Technology Center, Hanshan Normal University, Chaozhou 521041, China)

Abstract: The simulation of a communication electronic circuit was performed with PSpice in an experiment. The synthesis circuit including the circuit of collecting anode amplitude modulation and diode envelope detection was adopted to measure all the circuit parameters during the simulation experiment. The result of simulation shows that the PSpice system is efficient, and that the optimization design for communication electronic circuits can be implemented in combination with high efficiency of PSpice simulation platform.

Keywords: PSpice; communication electronic circuit; resonance circuit; detecting circuit

OrCAD/PSpice電子輔助仿真設計軟件經過多年的快速發(fā)展,具備了強大的電路設計與仿真能力,提供了大量的電子元器件模型[1],能實現(xiàn)各電路參量的測試、分析功能及電氣規(guī)則檢查與器件庫的構建功能。在掌握電路原理的基礎上,能方便地利用電子輔助仿真設計軟件PSpice完成所需電路的模擬。本文通過通信電子線路電路仿真,證明PSpice輔助設計有利于完成電路的設計、分析、優(yōu)化、調試和測量。

1 通信電子線路中PSpice仿真的作用

在完成既定的非線性電路設計的基礎上,逐步全面掌握電子輔助仿真軟件的使用,完善非線性電路的分析方法,從而有助于熟練掌握通信電子線路電路設計要求。通過完成通信電子線路中小信號調諧放大器的設計,理解高頻線路中各元器件參數的選擇,同時,利用軟件掌握對放大器處于諧振時各項技術指標的測試。在完成二極管開關混頻器[2-3]的設計中,學會利用電子輔助仿真軟件進行電路頻譜分析;在高頻正弦波振蕩器設計測試中,通過電子輔助仿真軟件可以實現(xiàn)實際電路中未能觀察到的極短時間電路起振過程;PSpice能很好地完成變容二極管調頻、集成模擬乘法器等高頻電子電路的各電參量掃描和仿真。對通信電子線路中綜合電路的仿真實現(xiàn),更能提高對電路的全面分析、設計能力。下面通過通信電子線路中含小信號調諧放大的集電極調幅及二極管檢波的電路進行仿真分析。

2 通信電子線路PSpice仿真電子原理圖

圖1所示為PSpice電路原理圖:集電極調幅及二極管檢波的電路。高頻小信號Vc經諧振放大電路后作為集電極調幅電路的載波信號輸入,調制低頻信號則從調幅電路集電極輸入,再把調幅輸出信號輸送到二極管檢波電路解調[4-6],因Q1級作為高頻小信號放大級,放大電路可工作在甲類狀態(tài),諧振回路作為輸出,就具有選頻作用。而集電極調幅放大級作為既要考慮功率放大作用,又要起到調制作用,所以采用丙類放大工作狀態(tài),如圖1中的Q2級放大所示。檢波采用的二極管檢波電路能夠滿足大信號的解調。

在確定好電路基本功能結構后,需要設置每一電子元器件的具體參數,而優(yōu)化元器件參數的具體過程最能提高學習者的電路設計能力。如圖1中,Q1級甲類放大電路,要考慮好交、直流通路的合理設置,選擇好放大電路的靜態(tài)工作點,而且LC諧振回路的諧振頻率要滿足在載波信號頻率上。

圖1 含小信號調諧放大的集電極調幅及

二極管檢波的PSpice原理圖

集電極調幅級放大電路的參數需滿足較大的功率輸出、較高的放大器輸出效率、較好的信號調制效果。要滿足這些條件,要求元器件參數:

Q2級放大器處于丙類放大工作狀態(tài);在低頻調制信號幅值為零時,調節(jié)好高頻載波信號的大小,使Q2級放大器處于過壓工作狀態(tài),此時流經Q2級放大器發(fā)射極電流Ie波形成下凹,以確保放大器處于過壓工作狀態(tài),這樣才能更好地實現(xiàn)集電極的調幅效果。

二極管檢波電路首先要考慮采用的檢波二極管PN結的結電容要盡量小,以減少結電容對二極管檢波結果的影響;其次應注意要達到一定功率輸出時,交直流負載的大小選擇優(yōu)化,避免檢波的負峰值切割失真;再需設置好檢波電路中電阻與電容,滿足相應的時間常數,避免檢波的惰性失真。

3 PSpice仿真分析

圖1中的載波信號Vc為10.7 MHz的正弦波;VΩ為1 kHz的調制正弦信號。選用輸入導納與輸出導納都小的晶體管,以及在接入系數小的情況下,兩級諧振頻率須在10.7 MHz處。

fp=12πLCT=12πL(C+P21Coe1+P22Cie2)

式中:P1為本級晶體管輸出端對諧振回路的接入系數[3];P2為下級晶體管輸出端對諧振回路的接入系數;Coe1為晶體管的輸出電容;Cie2為下級晶體管的輸入電容。據此可以確定L,C并聯(lián)諧振回路的電感、電容值。當圖1中C11=120 pF時,變壓器TX1的初級電感量約為2 μH。設置好參數后可以利用PSpice的交流分析掃描出電路的幅頻特性圖。圖2為Q1級諧振放大電路的PSpice幅頻特性。從圖2中能直觀地測定電路諧振點。

調整Q2級放大器工作狀態(tài)時,可以利用PSpice的電壓探針[7-10]測量出Q2級E極電流波形,使電流波形產生下凹,達到放大器工作在過壓狀態(tài),以便調幅成功。從變壓器TX輸出的調幅信號如圖3所示。該調幅信號經二極管檢波電路后的解調輸出如圖4所示。

圖2 調諧放大電路PSpice掃描的幅頻特性圖

圖3 集電極調幅波形圖

圖4 二極管檢波輸出波形

二極管檢波時,若把高頻載波信號描述為:

Vc=Vcmcos(ωct)

(1)

低頻調制信號為:

VΩ=VΩmcos(ωΩt)

(2)

則已調波表示為:

VAM=Vcm\cos(ωct)

(3)

式中:ma為調幅系數;

Ω為調制信號VΩ的角頻率;Vcm為高頻信號Vc的振幅;VΩm為調制信號VΩ的振幅;VAM為調幅波的振幅。

令二極管檢波電路中的直流負載為RL,交流負載為Rg,為克服惰性失真,則電路的時間常數RLC大小受到限制[7]。要求:

RLC≤(1-m2a)/(maΩ)

(4)

否則會產生圖5所示的PSpice仿真出的檢波對角線失真波形圖。

當輸入低頻信號比較大,形成調幅波電壓的調幅系數ma較大,此時若設置二極管檢波電路中的交、直流負載不適當時,造成交、直流負載較大差異,輸出的檢波信號就會在其負峰值附近被切平,形成如圖6所示 PSpice仿真的檢波負峰切割失真波形。

圖5 檢波對角線失真

圖6 檢波負峰切割失真

在PSpice仿真過程中,可以更好地掌握電路各分立元件的參量設置如何影響到電路輸出效果,從而避免所設計的電路產生對角線切割失真現(xiàn)象和負峰切割失真現(xiàn)象。通過對電路中電參量波形的測量,易于理解產生各種現(xiàn)象的原因。

4 結 語

利用PSpice分析含小信號調諧放大的集電極調幅

及二極管檢波電路,通過電路設計目標和元件參數要求及仿真結果來綜合體現(xiàn)PSpice電子輔助仿真設計系統(tǒng)應用于通信電子線路仿真的高效性,進而利用電子輔助仿真設計軟件提供的可自由開發(fā)、設計、檢驗平臺,進行創(chuàng)新性電路設計。

參考文獻

[1]趙雅興.PSpice與電子器件模型[M].北京:北京郵電大學出版社,2004.

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[8]高遠,姚澄,朱昌平.高頻電子線路仿真實驗的設計與實現(xiàn)[J].實驗室研究與探索,2009,28(2):85-89.

第3篇：放大電路的設計與仿真范文

【關鍵詞】 Multisim 仿真 教學應用

1 問題的提出

在以往單一的教學中，教師只是把書本上的知識總結歸納地講給學生，從學生的角度分析，技校的學生思想比較活躍，但基礎知識相對比較差，再加上電路分析本身就是一個很抽象的學科，這就使學生在學習電路分析的時候感到有一定的困難，從而對學習沒有興趣，成績自然就不好。那么，如何盡快地培養(yǎng)出滿足市場需要的電工電子技能型人才成為教學工作者必須研究的問題。

由于在電子電工實驗和實習操作中，我們需要很多相關的實驗儀器，其中有些儀表儀器價錢比較昂貴，操作起來也比較復雜，若在實驗和實習中完全依賴這些昂貴的儀器進行實做訓練，投入大，消耗的成本比較高。因此，電路模擬軟件就是我們所需要的一種教學新方法。

運用Multisim仿真系統(tǒng)教學是解決這一問題的重要途徑。它既能解決學生實習時不熟悉儀表操作的問題，又可以大大提高學生的學習興趣，還能提高學生的電子電路設計的能力，使課堂的實驗演示更加靈活方便。

2 電子設計軟件教學模式的確定

職業(yè)技術教育的電子電工技術應用專業(yè)的職業(yè)培訓是使學生獲得電子電工應用專業(yè)職業(yè)技能，既能適應現(xiàn)有的社會傳統(tǒng)的電工電子專業(yè)的需要，也可以參與新項目的研究和開發(fā)。為此，我們需要建立一整套適應教學和市場需要的培養(yǎng)體系，使技校的學生除了動手能力、實踐能力很強以外，參與新技術研究的能力也得到提高。

電工電子軟件的應用技術教學模式應當是將傳統(tǒng)的教學模式與新的多媒體教學模式相結合，使學生在掌握書本上的科學知識和專業(yè)知識的同時與實踐相結合，更能從學生直觀地角度來闡述難懂得知識。從另一個方面來說，給一些學習較好的同學一個電子設計的平臺，從而能得到更好地鍛煉。

3 Multisim仿真系統(tǒng)在教學中的應用

3.1 Multisim仿真系統(tǒng)的選用。我們選用了Multisim2001，它是一個用于電路設計和仿真的EDA工具軟件。Multisim2001與EWB相比在功能上有了較大的改進，提供了標準的實際元（器）件庫、RF庫、功能強大品種齊全的仿真儀器和能滿足各種需求的分析方法。Multisim2001的開放式元件庫和仿真結果的輸出，可與多種EDA軟件匹配。其本身也是一個完整的系統(tǒng)設計工具，結合Spice、VHDL、Verilog可對模擬、數字和RF電路進行仿真。Multisim2001也被廣泛的用作“電路分析”、“模擬電子線路”、“數字電路”和“通信電子線路”等課程的仿真設計平臺。使電工、電子技術理論課的教學更加生動活潑，課堂實驗演示更加靈活方便。

3.2 Multisim仿真系統(tǒng)在電工電子教學中的應用。

3.2.1 在電路分析中的應用。在電路分析中，戴維南定理一個非常重要的內容，但是，它對于技校的學生來說又是一個十分難理解的解題方法。在理論知識掌握了一定程度以后，我們用Multisim仿真系統(tǒng)軟件來驗證，會讓學生更好理解定理、方法的應用，在Multisim中用萬用表分別測量電路的端口電壓和端口短路電流，就可以輕松地求出線性電路的戴維南等效電路，使計算簡單化。

如圖1-1所示電路為例：利用戴維南定理求解戴維南等效電路，同時，熟悉在Multisim中選取元件、連接電路、表頭測量的基本操作過程。

圖1-1 戴維南定理應用電路

基本操作：①從元器件庫中選取電壓源和電阻，創(chuàng)建圖1-1所示電路。②啟動Place菜單中的Place Junction命令，再啟動Place中的Place Text命令，在需要添加端點的位置上點擊鼠標，輸入文字A、B。從右邊儀表庫中選出數字萬用表（Multimeter），并接至端點A、B：表頭“+”與A連接，“-”與B連接，如圖1-2所示。雙擊XMM1，在面板上選擇“V”和“DC”。啟動仿真開關，萬用表讀數為8.0V，如圖1-3所示，此為A、B兩端的開路電壓。

圖1-2 測量開路電壓和短路電流

圖1-3 圖1-4

③仍將萬用表接至A、B兩端，在面板上選擇“A”和“DC”，啟動仿真開關，萬用表讀數為2mA，如圖1-4所示。此為A、B兩端短路電流。④根據戴維南定理，等效電阻等于電路的端口開路電壓和端口短路電流的比值，故該電路的戴維南等效電阻R=8/2=4。⑤根據測量的數據，可畫出戴維南等效電路，如圖1-5所示。

從這個例子我們可以看出，在解決較復雜的電路問題的時候，可以應用Multisim系統(tǒng)軟件將這一解題方法直觀的展現(xiàn)在學生面前，使學生能有興趣接受和掌握這一定理的應用，豐富了課堂教學。

3.2.2 Multisim在電子線路中的應用。在模擬電子線路分析與設計過程中，經常需要選擇合適元器件。如果在設計過程中，每換一個元件就進行一次測量，則工作量非常大。利用Multisim提供的大量的仿真分析法，可以為電路設計提供許多有效的方法。

例如：單級共射放大電路是放大電路的基本形式，為獲得不失真的放大輸出，需要設置合適的靜態(tài)工作點，靜態(tài)工作點過高或過低，都會影起信號的失真。通過改變放大電路的偏置電壓，可以獲得合適的靜態(tài)工作點。

單級共射放大電路是一個低頻、小信號放大電路。當輸入信號的幅度過大時，即便有了合適的靜態(tài)工作點，同樣會出現(xiàn)失真。改變輸入信號的幅值即可測量出最大不失真輸出電壓。放大電路的輸入、輸出電阻是衡量放大器性能的重要參數。那么，我們通過Multisim仿真系統(tǒng)軟件，為放大電路選擇合適的靜態(tài)工作點，以及如何利用系統(tǒng)軟件測量放大電路的性能參數。

3.2.3 靜態(tài)工作點的設置。創(chuàng)建如圖2-1所示電路，運行仿真開關，可看到如圖2-2所示的輸出波形。然后我們更改一下元件的參數，看看它對放大電路有什么影響。

雙擊電阻R3，將其數變?yōu)镽3=27kohm，可以看到輸出波形如圖2-3所示。很顯然，由于R3增大，三極管基極偏置電壓增大，致使基極電流、集電極電流增大，工作點上移，輸出波形出現(xiàn)了飽和失真。

圖2-1 單級共射放大電路

圖2-2 共射放大電路輸出 圖2-3 共射放大電路輸出

由理論分析可知，工作點偏高，易引起飽和失真，消除的方法是：增大基極電阻，以減小基極電流，使工作點下移。如果工作點偏低，會引起截止失真，消除的方法是：減小基極電阻，以增大基極電流，使工作點上移。

在電路窗口單擊鼠標右鍵，在彈出的快捷菜單中點擊show命令，選擇show node names。啟動Simulate菜單中Analysis下的DC Operating Point命令，在彈出的對話框中的Output variables頁將節(jié)點2、3、4作為仿真分析點，點擊Simulate按鈕，可獲得仿真結果如圖2-4所示。

圖2-4 仿真分析點

3.2.4 輸入信號的變化對方法電路輸出的影響?，F(xiàn)在我們相應的改變輸入信號V1，將輸入信號幅值變?yōu)?mV時，測得的波形如圖2-5所示。再分別改變?yōu)?5mV、20mV時，都有相應的失真，輸出波形上寬下窄，當輸入信號幅值改為21mV時，波形嚴重失真，如圖2-6所示。因此說明，由于三極管的非線性，圖2-1所示的放大電路僅適合小信號放大，當輸入信號太大時，會出現(xiàn)非線性失真。

圖2-5改變輸入時的輸出波形

圖2-6改變輸入時的輸出波形

3.2.5 測量放大電路的放大倍數、輸入電阻和輸出電阻。放大電路的放大倍數、輸入電阻和輸出電阻是放大電路的重要性參數。我們利用數字萬用表對它們進行測量。

3.2.5.1 測量放大倍數。利用圖2-1所示電路，雙擊示波器圖標，就可以從示波器上觀測到輸入、輸出電壓值，計算放大倍數Av=V0/Vi。

3.2.5.2 測量輸入電阻。如圖2-7所示，將萬用表接入電路中。運行仿真開關，可從電壓表XMM2和電流表XMM1上讀取數據，則Rif=Ui/Ii，測得頻率為1kHz時的輸入電阻。

圖2-7 輸入電阻測試電路

3.2.5.3 測量輸出電阻。根據輸出電阻計算方法，將負載開路，信號源短路，在輸出回路中接入電壓表和電流表，如圖2-8所示。設置為交流AC，從電壓表XMM2和電流表XMM1上讀取數據，則ROf=UO/IO，測得頻率為1kHz時的輸入電阻。

圖2-8 輸出電阻測試電路

4 Multisim仿真系統(tǒng)的應用效果、存在的問題及解決的方法

通過以上舉例分析，Multisim仿真系統(tǒng)軟件無論在教師教學中還是在學生的學習過程中都很方便，在引入仿真教學之前，教師只是僅限于書本上的知識，而學生對這些枯燥的知識沒有學習興趣，既影響了教師的教學效果，也影響學生的學習效果。引入Multisim仿真系統(tǒng)之后，學生可以直觀的分析電路，使學生的學習主動性與積極性大為提高。另外，在技能訓練中，可以激發(fā)學生的動手、動腦能力，大大節(jié)約了實習訓練成本。

當然，軟件的應用也會存在一些問題，比如仿真出來的一些曲線可能和以往見到的不太一樣，學生存在對比，以至于混淆；軟件對學生英文水平也是一個大的挑戰(zhàn)，等等。這就要求教師要正確的引導和指導學生，彌補軟件教學的不足。

總之，Multisim加工仿真軟件在教學中的應用尚在起步與研究探索階段，只要積極思考在應用中產生的問題，主動采取應對措施，正確發(fā)揮其在教學中的作用，就一定能收到事半功倍的效果。

參考文獻

1 蔣卓勤等.Multisim2001及其在電子設計中的應用.西安電子科技大學出版社

第4篇：放大電路的設計與仿真范文

關鍵詞： 共射放大電路； 共源放大電路； Proteus； 動態(tài)特性分析

中圖分類號： TN710.4?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2017）08?0134?03

Design of high?performance common?source amplifying circuit based on Proteus

ZHU Rongtao1， LUO Mingzhang2， XU Aijun2

（1. Yangtze University College of Technology & Engineering， Jingzhou 434020， China； 2. Yangtze University， Jingzhou 434023， China）

Abstract： The experiment of the common?emitter amplifying circuit （CEAC） has two problems： the overlarge input resistance may affect on the quiescent operating point and causes the distortion of the output waveform， the small output resistance may decrease the voltage gain. In order to solve the two problems， a high?performance common?source amplifying circuit （CSAC） is proposed， which has the larger input resistance and smaller output resistance. On the basis of the theory analysis， the dynamic characteristics of the CEAC and CSAC are analyzed by means of the Proteus virtual experiment design environment， including the voltage gain， input resistance and output resistance. The test results show that the whole performance of CSAC is much better than that of CEAC， and the CSAC has high performance.

Keywords： common?emitter amplifying circuit； common?source amplifying circuit； Proteus； dynamic characteristic analysis

在傳統(tǒng)的模擬實驗教學中，放大電路實驗更是重中之重，而衡量放大電路性能的主要指標有三個：放大倍數、輸入電阻和輸出電阻。對于放大電路來說，通常希望該放大電路的放大倍數越大越好、輸入電阻越大越好、輸出電阻越小越好。在放大電路的實驗中通常以共射放大電路為主進行分析和講解，然而共射放大電路存在兩個問題： 輸入電阻過大會影響靜態(tài)工作點，進而會導致輸出波形失真；輸出電阻過小就會導致放大倍數的降低。針對這兩個問題，本文提出了一個高性能的共源放大電路，較好地解決了這兩個問題。

1 Proteus仿真平臺

Proteus軟件是英國LabCenter Electronics公司出版的EDA工具軟件。它不僅具有其他EDA工具軟件的仿真功能，還能仿真單片機及器件。

Proteus是世界上著名的EDA工具（仿真軟件），從原理圖布圖、代碼調試到單片機與電路協(xié)同仿真，一鍵切換到PCB設計，真正實現(xiàn)從概念到產品的完整設計。先通過Proteus仿真，再移植到相應的硬件電路上進行實物測試，這種開發(fā)方式減少系統(tǒng)開發(fā)周期和成本，具有一定的推廣價值[1?2]。

2 共源放大電路的設計

在放大電路的實驗中，經要對幅值很微弱的正弦交流信號進行放大，電壓放大倍數通常要求不小于10，單管共射放大電路和場效應管放大電路都可以滿足實驗要求，同時考慮到低功耗問題，放大電路均采用5 V單電源供電。經估算，共射放大電路中各元件主要參數如圖1（a）所示，共源放大電路中各元件主要參數如圖1（b）所示，然后分別對這兩個電路的電壓放大倍數、輸入電阻和輸出電阻進行分析和比較。

2.1 放大電路空載輸出波形測試

為了能在仿真條件下能測出共射放大電路在不同負載下的電壓放大倍數，必須保證輸出波形沒有失真。保證輸出波形不失真的最好辦法就是保證放大電路空載時輸出波形不會失真，因為空載時放大電路的放大倍數是最大的。

共射放大電路的電壓放大倍數理論計算公式如下（放大倍數β=200）[3]：

式中：rbe交流（動態(tài)）電阻只能用于求交流性能指標；為共射放大電路的放大倍數；“-”表示輸出信號與輸入信號反相，即相位相差180°。

共源放大電路的電壓放大倍數理論計算公式如下：

式中：為低頻互導，反映柵源電壓對漏極電流的控制能力；為共源放大電路的放大倍數；“-”表示輸出信號與輸入信號反相，即相位相差180°。

在Proteus虛擬仿真環(huán)境中，繪制出如圖1所示實驗電路原理圖，接著將把輸入信號和輸出信號分別與虛擬示波器相連接，將開關斷開，然后運行Proteus軟件，就可看到空載時輸入和輸出波形圖，如圖2所示[4]。在圖2中，輸入信號的頻率為1 kHz，幅值為100 mV，信號源內阻為10 Ω。

圖2（a）為共射放大電路空載輸出波形圖，在圖中看到輸出波形沒有失真，但是出現(xiàn)了一個問題，那就是輸出波形與輸入波形的相位不對稱，即輸入信號與零軸的交點和輸出信號與零軸的交點沒有重合；圖2（b）為共源放大電路空載輸出波形圖，在圖中看到輸出波形沒有失真，并且輸出波形與輸入波形的相位是對稱的。

由圖2可得，與共射放大電路相比，共源放大電路除了能保證輸出波形不是失真外，還能有效保證輸出波形c輸入波形的相位對稱。

2.2 輸出電壓和放大倍數測試

在圖1所示的電路中，分別在輸入信號和輸出信號的兩端各放一個虛擬交流電壓表，然后調整負載電阻的阻值，閉合開關，運行Proteus軟件后，記錄下輸入和輸出電壓的有效值，根據仿真測量電壓結果計算出電壓放大倍數，將測量的結果和計算出的電壓放大倍數分別匯總于表1和表2中。

表1 共射放大電路輸出電壓和放大倍數（RS=10 Ω）

根據表1中的數據可以看出，共射放大電路有以下4個特點：

（1） 當RL=10 Ω時，放大倍數Au=0.72

（2） 當10 Ω

（3） RL>300 Ω時，放大倍數10

（4） 放大倍數和輸出電壓都隨著RL的增大而增大。

根據表2中的數據可以看出，共源放大電路有以下3個特點：

（1）當RL≥10 Ω時，放大倍數Au>10，就可以滿足實驗要求；

（2）當10 Ω

（3） RL>300 Ω時，放大倍數20

表2 共源放大電路輸出電壓和放大倍數（RS=10 Ω）

為了更好地看到共射放大電路和共源放大電路在輸出電壓和放大倍數的區(qū)別，分別從表1和表2中提取電阻RL的阻值、輸出電壓數據和放大倍數，繪制出輸出電壓對比圖和放大倍數對比圖，如圖3所示。

在圖3（a）中，共源放大電路和共射放大電路的輸出電壓都隨著RL的增大而增大，且共源放大電路的輸出電壓一直高于共射放大電路的輸出電壓；在圖3（b）中，共源放大電路的電壓放大倍數一直大于共射放大電路的電壓放大倍數，且在RL≤300 Ω時，共源放大電路的電壓放大倍數幾乎是共源放大電路的2倍。所以不管是從輸出電壓的大小來看，還是從電壓放大倍數來看，共源放大電路的性能要遠優(yōu)于共射放大電路。

2.3 輸入電阻測試

在Proteus仿真環(huán)境下，繪制出如圖4所示的輸出電阻測試原理圖，在輸出信號的兩端分別放置交流電壓表和交流電流表，然后根據，就可計算出輸入電阻。共射放大電路輸入電阻的理論計算公式為[5]：

共源放大電路輸入電阻的理論計算公式為[6]：

將放大電路輸入電阻的仿真測量值和理論計算值匯總于表3中。

表3 輸入電阻測試

由表3中的數據可以看出，兩種放大電路的輸入電阻的理論值和測量值相符，且共源放大電路的輸入電阻幾乎是共射放大電路輸入電阻的3倍。

2.4 輸出電阻測試

在Proteus仿真環(huán)境下，繪制出如圖5所示的輸電阻測試原理圖，在輸出信號的兩端分別放置交流電壓表和交流電流表，然后根據，就可計算出輸入電阻。共射放大電路輸入電阻理論計算公式為 [7]：Ro=Rc。共源放大電路輸入電阻的理論計算公式為[6]： Ro=Rd。

將放大電路輸出電阻的仿真測量值和理論計算值匯總于表4中。

表4 輸出電阻測試

由表4中的數據可以看出，兩種放大電路的輸出電阻的理論值和測量值相符，且共源放大電路的輸出電阻幾乎是共射放大電路輸出電阻的。

3 結 論

采用Proteus虛擬仿真軟件分別對共射放大電路和共源放大電路進行了分析和比較。從分析的結果來看，共源放大電路在性能上要優(yōu)于共射放大電路，主要體現(xiàn)在以下4個方面：在保證放大倍數的情況下，共源放大電路輸出波形的相位是對稱的，而共射放大電路輸出波形的相位是不對稱的；當10 Ω300 Ω時，共源放大電路的電壓放大倍數基本上保持不變，可以做到恒壓輸出，共射放大電路的放大倍數Au>10，但做不到恒壓輸出；共源放大電路的輸入電阻比共射放大電路輸入電阻大，且輸出電阻比共射放大電路的小。

注：本文通訊作者為羅明璋。

參考文獻

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第5篇：放大電路的設計與仿真范文

關鍵詞：蔡氏電路；混沌電路設計；多渦卷；倍周期分岔

1 概述

蔡氏電路是目前所有的混沌電路中最具代表性的電路。經典蔡氏電路是由電阻、電容、電感和運算放大器的電路，但它有時不能滿足實際需要，如混沌保密通信技術的目標。多渦蔡氏電路，性能優(yōu)良，是非感應Chua電路的發(fā)展，但也存在兩個問題，一是靜態(tài)非線性電路太復雜，二是不是對動態(tài)電路的優(yōu)化。有許多Chua的電路設計方法，這里我們只研究限制Chua的電路的非線性電感。純Chua開關電路由運算放大器、電阻和電容的設計很多，在靜態(tài)非線性電路的設計，三方電路由絕對值電路和乘法器的運算放大器電路的設計，直接由純粹的運算放大器電路。

2 單運放構成的蔡氏混沌電路

對圖1電路分析包括A1、A3的反相輸入端和輸出端連接一個電阻之間，使用軟件的電路Multisim11.0 IV分析儀的I-V特性，第一通道連接到輸入電流，通道二連接從輸入到輸出的電壓輸出兩平行，一路是一個限幅放大器與一個電阻串聯(lián)，一路是一個單一的電阻。限幅放大器的反相放大，輸出電壓-輸入電流的關系是平臺-下坡-平臺曲線，只有一個電阻的輸出電壓-輸入電流關系是上坡曲線。從A到B的總電壓輸入電流輸出關系是兩個疊加，為上坡下坡上坡曲線，是一個分段線性曲線。

3 雙運放構成的蔡氏混沌電路

三線將延伸到多線，首先給出五線電路，如圖2所示，同相輸入運算放大器的兩并行終端12V，三型限位線電壓傳輸電路。A3電路測試。

4 結束語

本文根據原始蔡氏電路，設計出單運放、雙運放蔡氏混沌電路，用Multisim11.0軟件進行仿真，運行結果與實際理論結果完全一致，可以看出純粹由運算放大器、電阻、電容設計的蔡氏電路優(yōu)點最多，仿真具有實際意義。適合Chua的電路混沌電路系統(tǒng)外完成方法的優(yōu)化設計方法，是對一般動態(tài)混沌電路的優(yōu)化設計方法。

參考文獻

[1]王詩斌，謝勝曙.混沌及混沌電路的研究[D].長沙：湖南大學，2004.

第6篇：放大電路的設計與仿真范文

關鍵詞：Multisim；仿真；電子電路

中圖分類號：TP274 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9599 (2011) 18-0000-01

Multisim Software Simulation of Electronic Circuits Using in the Experimental Teaching

Hu Xiaoying

(Hulunbeier Radio and TV University,Hulunbeir 022150,China)

Abstract:This paper introduces the basic features of simulation software and components,introduces the use of software for electronic circuit design and simulation analysis methods and a few precautions.

Keywords:Multisim;Simulation;Electronic circuit

計算機仿真技術，是現(xiàn)代高科技的一個組成部分，它具有增強感性認識，有利于檢驗設計與理論計算，充分發(fā)揮計算機的高科技技術能力，因此日益得到廣大教育工作者及科技人員的關愛。以往的教學模式主要是注重公式的推導和定理的應用，課堂教學形式比較單一，教學效果一般。若在日常的教學中恰當的運用仿真軟件，能更為直觀的將結果展現(xiàn)出來，且教學形式比較靈活，并可以提高學生的學習積極性。此外，仿真軟件的正確使用，可以培養(yǎng)學生運用軟件解決分析問題的能力，建立正確的設計及分析理念。

一、分析RC橋式正弦波振蕩電路

（一）振蕩電路起振波形的觀察

首先創(chuàng)建實驗電路。運行Multisim 2001軟件進入主窗口，將原理圖中的所有元件和儀器從元件庫中調出并設置好參數，編輯電路圖中電路符號均采用北美標準（ANSI）。打開示波器面板，將Time base設置為20 ms／DIV，顯示方式設置為Y／T，Channel A和Channel B設置為5 V／DIV．啟動仿真開關后，若振蕩沒有建立，則按鍵盤上的ShiR+A鍵增大R的阻值（每按一次增大1％，這是increment的設置值），直到出現(xiàn)振蕩波形；如振蕩已建立但波形存在失真，則按動鍵盤上的A鍵減小R2的阻值，直到波形無明顯失真．振幅較大的是集成：運放輸出電壓U。的波形，振幅較小的是集成運放同相輸入端電壓+的波形、按下仿真暫停鍵pause，拖動水平滾動條，可觀察起振波形。

（二）起振條件研究

在正反饋支路中，若R1=R，=R，Cl=G=C，則電路的振蕩頻率=1／（27zRC），正反饋支路的反饋系數為1／3．根據起振的幅值條件，在電路的起振過程中，由Dl，D2，3，4構成的負反饋支路的反饋系數須小于1／3，即R4•x~／（R3+R4）=／（R3+R4）

（三）振蕩周期的測量

調整示波器面板參數，將示波器水平靈敏度設置為2ms／DIV，開啟仿真開關，拖動垂直坐標線1和2，可測得2T=-=12．6ms，則振蕩周期T=6．3ms，在測量誤差范圍內與理論值T=27zRC6．28ms是一致的。

（四）穩(wěn)幅環(huán)節(jié)的研究

二極管Dl和D2用以改善輸出電壓波形，穩(wěn)定輸出幅度．起振時，由于集成運放的輸出電壓很低，Dl和D2接近于開路，3，Dl，D2并聯(lián)電路的等效電阻近似等于R3，l戶l>1，電路產生振蕩．隨著集成運放輸出電壓的增大，當3上的分壓超過二極管的正向導通電壓時，流過3上的電流被分流，負反饋支路的反饋系數增大，迫使I戶I逐漸等于1，最終電路進入穩(wěn)幅工作狀態(tài)．若電路進入穩(wěn)幅工作狀態(tài)后閉合J1，則3，Dl，D2并聯(lián)電路被短路，負反饋支路的反饋系數增大為1，電路不滿足振蕩條件，振蕩電路將會逐漸停止振蕩。

二、分析差分放大電路

（一）直流分析

選擇Sim-ulate菜單中的Analysis命令，然后選擇Dc Operating Point子命令確定靜態(tài)工作點。

（二）差模放大倍數分析

加差模信號ui1，ui2，分別接入電路的左右輸入端，電阻R1作為輸出負載，則電路的接法屬于雙入雙出。將四通道示波器XSC1的3個通道分別接在信號源ui1和負載R1兩端。運行并雙擊示波器圖標XSC1，調整各通道顯示比例，得差分放大電路的輸入／輸出波形。用示波器觀察和測量輸入電壓和輸出電壓值，差模信號單邊電壓V1-3．597 mV（5mV／Div），單邊輸出交流幅值約為170．124mV（500mV／Div），所以雙入雙出差分放大電路的差模放大倍數AuΔ-170．124／3．597=-47，與單管共射的放大倍數相同，即差分放大電路對差模信號具有很強的放大能力。

（三）共模放大倍數分析

將信號源ui2的方向反過來，即加上共模信號，運行并雙擊示波器圖標XSC1，調整A，B通道顯示比例。由波形可知，在峰-峰14mV（有效值為5mV）的共模信號作用下，輸出的峰值極小，峰-峰值為13mV，因此單邊共模放大倍數小于1。且uc1和uc2大小相等，極性相同。所以，在參數對稱且雙端輸出時，共模放大倍數等于0，說明差分放大電路對共模信號具有很強的抑制能力。顯然，仿真結果與理論分析結果一致。

（四）共模抑制比分析

第7篇：放大電路的設計與仿真范文

關鍵詞：高頻電子線路；小信號放大器；S參數；教學

Research of teaching method on small-signal amplifier in high-frequency circuits

Tang Jian

Yancheng Teachers University， Yancheng， 224051， China

Abstract： Through several years' teaching practice， the S-parameters of microwave engineering are introduced in the process of teaching high-frequency circuits properly， as well as the software simulation， which make the students understand and related knowledge point from multiple perspectives. The proposed teaching method has achieved good teaching effects in the classroom teaching.

Key words： high-frequency circuits； small-signal amplifier； S-parameters； teaching

高頻電子線路課程主要討論應用各種無線電技術的高頻電子線路，結合無線電通信方式討論設備和系統(tǒng)中高頻電路的線路組成、工作原理及工程設計計算，如選頻網絡、高頻小信號放大器、高頻功率放大器、高頻接收機及發(fā)射機等[1-2]。高頻電子線路與低頻電子線路的區(qū)別在于，前者處理的信號為高頻電磁波信號，需要使用電感及電容組成的選頻網絡實現(xiàn)輸入級和輸出級的阻抗匹配。

高頻小信號電路的教學從分析晶體管的高頻小信號模型入手，把完整的放大器結構看成雙端口網絡，建立導納矩陣的Y參數小信號模型，在阻抗匹配部分采用的是電感抽頭式電路與電容組成的諧振網絡，通過阻抗匹配的要求推導出接入系數的關系式，但在常規(guī)教學中，阻抗匹配只是用來推導接入系數，并未做深入的解釋，學生對阻抗匹配概念比較模糊。筆者在教學中引入微波工程中S參數的概念，使學生更深刻地理解高頻小信號放大器阻抗匹配的物理意義。結合微波電子技術中小信號低噪聲放大器，為學生學習小信號放大器提供了一個新的認識角度。

1 高頻電子線路中小信號放大器的組成

高頻小信號放大器由信號源、晶體管、并聯(lián)振蕩回路和負載阻抗并聯(lián)組成，因此，采用導納分析比較方便，其中輸出回路中抽頭系數為P1，變壓器接入系數為P2，在引入晶體管Y參數模型后，假設不存在內反饋，即yre=0，并把晶體管集電極回路和負載折合到振蕩回路兩端（1和3）后的等效圖如圖1所示[1]。

圖1 折合到1和3兩端后的等效圖

由圖1可得諧振增益[1]：

（1）

為了獲得最大增益，負載阻抗需和信號源內阻相同，因此，滿足的匹配條件如式（2）所示。根據式（2）即可求出接入系數P1和P2，分析自激條件可得到穩(wěn)定系數S，從而完成高頻小信號放大器設計[1]。

（2）

（3）

雖然在常規(guī)的高頻電子線路教學中，根據以上內容已完成高頻小信號放大器的設計教學，但其中關于阻抗匹配的概念僅是一帶而過。由于高頻電子線路中處理的是高頻電磁波信號，所謂阻抗匹配，即無反射波，所有高頻的微波信號皆能傳至負載，不會有信號反射回源點，從而提升能源效益[3，4]。因此，筆者在教學中引入微波技術中的散射參量S的概念，并使用軟件完成高頻小信號放大器的仿真，加深學生對高頻小信號放大器的理解。

2 散射參量S的概念

設n端口網絡的第j個端口接微波源，其余所有端口接匹配負載，即網絡只有一個電壓入波aj，按上面的公式可知，任意一個端口的電壓的出波[3]：

（4）

（1）如果i≠j，按照歸一化電壓波的定義可知：

（5）

（6）

公式（5）和（6）表明，在網絡負載端口都處于匹配的狀態(tài)的條件下，Sij的物理意義是任意兩個端口之間的歸一化電壓傳輸系數；當相關端口的特性阻抗相同時，其物理意義是兩個物理端口的電壓傳輸系數；其模的平方是兩端口之間的功率傳輸系數。

（2）如果i=j，按照歸一化的電壓波的定義可知：

（7）

公式（7）表明，在網絡的各負載端口都處于匹配狀態(tài)的條件下，Sij的物理意義是任意端口的電壓發(fā)射系數。因此，使用散射參量S即可表征高頻小信號放大器的傳輸增益、反射系數以及阻抗匹配情況。

3 采用S參數分析法的高頻小信號放大器的軟件仿真

在課堂上使用軟件仿真演示采用S參數分析法的高頻小信號放大器設計和分析過程，具有步驟簡單易實現(xiàn)且效果直觀的優(yōu)點。高頻晶體管放大器與低頻放大器的設計方法有明顯的不同，它需要考慮一些特殊的因素，其中最重要的是輸入信號與晶體管良好的匹配以及放大器的穩(wěn)定性分析。穩(wěn)定性分析以及增益、噪聲系數等都是設計高頻放大器電路時必須考慮的基本問題，只有綜合考慮這些問題，才能設計出符合實際應用要求的高頻晶體管放大器。

我們采用ADS軟件仿真實現(xiàn)高頻晶體管低噪聲放大器。ADS是美國安捷倫公司開發(fā)的高頻電子設計自動化軟件，包括時域電路仿真（SPICE類仿真）、頻域電路仿真（諧波平衡，線性分析）、通信系統(tǒng)仿真等。小信號放大器采用的是小信號SP模型，模型中已經帶有確定的直流工作點[5]。和理論教學的過程一致，首先進行直流特性的仿真，仿真電路圖如圖2所示。仿真結果如圖3所示，選定晶體管的直流工作點后，可以進行晶體管的S參數掃描，對應的工作點為Vce=2.7 V，Ic=5 mA。由于SP模型本身已經對應于一個確定的直流工作點，因此，在做S參數掃描時無需加入直流偏置，仿真結果如圖4所示。圖4給出的是S11參數，可見在工作頻率2 GHz處的反射系數依然較大，為-6.5 dB，可知當前晶體管的輸入端反射較大，輸入匹配不好。

圖2 晶體管直流工作點掃描仿真電路圖

圖3 直流特性仿真結果圖

圖4 晶體管的S11參數仿真結果圖

由晶體管的S參數可得其在2 GHz的輸入阻抗為（18.89+j*6.81）Ω（虛部表示含有感抗部分），為實現(xiàn)良好的輸入及輸出匹配，引入用微帶線分布參量實現(xiàn)的等效電感電容選頻網絡，仿真電路結構圖如圖5所示，所匹配的阻抗大小均為50 Ω，亦即選頻網絡的阻抗變化作用，將晶體管的輸入輸出阻抗均變化為信號源的標準阻抗50 Ω，從而實現(xiàn)阻抗匹配，降低輸入信號的反射，并獲得最優(yōu)的傳輸增益。放大器的工作中心頻率選在2 GHz。

圖5 使用分布參數微帶線匹配后的小信號放大器仿真圖

經過仿真后的S參數結果如圖6～圖8所示。其中S11反應的是輸入匹配情況，S11越小，輸入匹配則越大，S22反應的是輸出匹配情況，S22越小，輸出端反射越小，匹配越好。S21則是放大器的增益，在2 GHz下達到了10 dB。

圖6 匹配后的放大器S11參數仿真結果圖

圖7 匹配后的放大器S22參數仿真結果圖

圖8 匹配后的放大器S21參數仿真結果圖

該仿真為學生提供了直觀形象的高頻微波小信號放大器的設計過程，并引入了S參數的概念，使學生對小信號放大器設計過程中輸入及輸出匹配的影響有了更深刻的認識。

4 噪聲系數在高頻小信號放大器教學中的介紹

高頻小信號放大器一般用作各類無線電接收機的高頻或中頻前置放大器，也用于高靈敏度電子探測設備的放大電路。在放大微弱信號的場合，放大器自身的噪聲對信號的干擾可能很嚴重，因此，希望減小這種噪聲，以提高輸出的信噪比。由放大器所引起的信噪比惡化程度通常用噪聲系數F來表示[6]。理想放大器的噪聲系數F=1（0分貝），其物理意義是輸出信噪比等于輸入信噪比。一般對于低噪聲放大器使用高Q值電感完成偏置和匹配功能，由于電阻會產生額外的熱噪聲，放大器的輸入端應避免直接連接到偏置電阻，低噪聲放大器PCB應具有損耗低，易于加工和性能穩(wěn)定的特點，均勻材料的物理和電氣性能（特別是介電常數和厚度），雖然對材料的表面光潔度有一定要求，也可以使用通常在FR-4（介電常數4和5之間）的基片，如果電路需要高氧化鋁陶瓷等材料，可以使用作為底物的微波板PCB布局，要考慮到鄰近相關電路的影響，注意過濾，接地和外部電路設計，以滿足電磁兼容的設計原則。

通過在電路原理圖中加入噪聲系數計算控制器和穩(wěn)定系數計算控制器，為學生演示噪聲系數和穩(wěn)定性系數的仿真結果，并設置優(yōu)化控件。為提高穩(wěn)定性，在晶體管源級增加電感，最終得到以上高頻小信號放大器的噪聲系數及穩(wěn)定系數（如圖9和10所示）。可見在2 GHz下的噪聲系數僅為1.925，穩(wěn)定系數大于1。

圖9 優(yōu)化后的放大器噪聲系數仿真結果圖

圖10 優(yōu)化后的放大器穩(wěn)定系數仿真結果圖

5 結束語

針對高頻電子線路中的重要知識點，拓展了高頻小信號放大器的教學內容。引用了微波技術中的散射參數S的概念，采用ADS仿真的方法展現(xiàn)了高頻小信號放大器的設計過程，通過軟件仿真和新的物理概念的引入，在課堂上學生從多個角度深刻認識了阻抗匹配的基本原理和物理含義，低噪聲系數的介紹使學習不再局限于教材上的穩(wěn)定系數的內容，讓學生從目前無線電通信接收機的實際要求中深刻領會產業(yè)前沿，進一步激發(fā)學習本課程的興趣。

參考文獻

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第8篇：放大電路的設計與仿真范文

關鍵詞：晶體管 低噪聲放大器 傳輸性能 噪聲系數

中圖分類號：TN722.1 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2016）12-0183-03

在圖1中，BPF1為帶通濾波器，BPF2為處理信號模塊。進入接收系統(tǒng)的信號有兩種，一種是有用信號，一種是外部帶來的噪聲和電路自身存在的噪聲。因此，需要對這些微弱信號進行濾波后再放大；由于微波信號，很容易被噪聲所掩蓋干擾，這就要求放大器本身噪聲性能足夠好，故低噪聲放大器就應需求而被廣泛研究和使用。低噪放（LNA）處于接收機前端信號處理的第一級，具有放大信號和降低噪聲，也能很大程度上提高通信系統(tǒng)的靈敏度，對整個通訊系統(tǒng)的性能有非常重要的作用[1]。接收系統(tǒng)對于低噪聲放大器（LNA）基本要求[2]是：噪聲系數低、足夠的功率增益、工作穩(wěn)定性好和較大的動態(tài)范圍。如果電路中的低噪聲放大器噪聲系數比較低，則整個接收機系統(tǒng)的噪聲系數也會比較小，信噪比就比較優(yōu)良，靈敏度得到提高[3]。因此研究低噪聲放大器（LNA）就很有必要。

低噪聲放大器（LNA）是廣泛應用于通信、雷達、電子對抗及遙控遙測系統(tǒng)接收設備的關鍵部件，在接收機系統(tǒng)中處于前端，主要作用是放大接收到的微弱信號，降低噪聲干擾。因此，低噪聲放大器的設計成了諸多接收系統(tǒng)設計的關鍵。

1 電路設計

低噪聲放大器（LNA）的電路結構包括晶體管、直流偏置、輸入輸出匹配三大部分，應此，LNA的設計與一般的線性放大器的設計大致一樣，可以按照這幾個部分依次進行。但是，與一般的線性放大器相比，低噪聲放大器在需要實現(xiàn)目的和設計方法都有所不同。實現(xiàn)目的不同表現(xiàn)在，一般的線性放大器主要為了實現(xiàn)高增益的性能，每級均采用功率匹配，而低噪聲放大器為了實現(xiàn)低噪的性能，輸入端一般采用最佳噪聲匹配，輸出端采用功率匹配，最后找出一個平衡點實現(xiàn)較小的噪聲系數和較大的功率增益。LNA的一般設計步驟如下：

（1）選擇滿足設計要求的晶體管的型號（NPN或PHEMT）。LNA要求管子的噪聲系數越低越好，而增益越高越好，但是二者是相互矛盾的，需要對它們作一平衡。

（2）確定所選擇晶體管的穩(wěn)定性。對絕對穩(wěn)定的晶體管器件，可以直接M行后續(xù)電路的設計。對于不是絕對穩(wěn)定的晶體管器件，可以用兩種方法來解決放大器電路的穩(wěn)定性問題，一是可以先在反射平面作出不穩(wěn)定區(qū)域，在頻率范圍允許的條件下，選擇避開潛在不穩(wěn)定頻率區(qū)域來設計所需要的放大器。另一種方法是，若設計的放大器頻率范圍不能避開潛在不穩(wěn)定頻率區(qū)域，則利用其他方法（如添加負反饋）來提高放大器電路的穩(wěn)定性，使放大器在整個工作頻率范圍內保持絕對穩(wěn)定。

（3）利用射頻放大器設計軟件，對放大器晶體管設置偏置電路以實現(xiàn)放大電路的直流供電，在此基礎上，進行放大器輸入輸出匹配網絡設計的設計以實現(xiàn)低噪聲高增益的放大器性能指標，最后用ADS射頻仿真軟件模擬并仿真低噪聲放大器的各項性能指標，仿真結束后需要檢驗LNA的穩(wěn)定性，若不穩(wěn)定需要重復步驟（2），若穩(wěn)定，則檢查放大器其他各項重要性能指標，并經行下一步優(yōu)化仿真設計。

2 電路原理圖及仿真優(yōu)化結果

AT-41511是Agilent公司一款NPN型三極管，主要工作頻段800MHz到2.6GHz.AT-41511 LNA原理圖如圖2所示。

由圖3可知工作頻率為2.4GHz下電路優(yōu)化前各項指標：增益S（2，1）=8.446，反向隔離度S（1，2）=-17.564，輸入反射系數S（1，1）=-32.551，輸出反射系數S（2，2）=-4.556.

由圖4可知工作頻率為2.4GHz下電路優(yōu)化后的各項指標：增益S（2，1）=10.039，反向隔離度S（1，2）=-15.970，輸入反射系數S（1，1）=-16.225，輸出反射系數S（2，2）=-12.750.

由圖5可知電路在2.4GHz頻率下是絕對穩(wěn)定的，滿足設計要求。

由圖6可知電路噪聲系數還有待提高，結合LNA可以工作在液氮溫區(qū)、噪聲系數指標要求高的特點，由于BJT管（雙極性晶體三極管）和FET管（場效應管）很難達到這樣的要求，所以最好選用HEMT（高電子遷移率晶體管）器件來設計。HEMT管相比于FET，具有高增益、低噪聲和高功率容量等優(yōu)點。

常規(guī)HEMT器件的微波及高速性能都很優(yōu)越，但域值電壓會隨著溫度的變化改變，尤其是在低于77K溫度時，溝道電流會突然消失。新型的PHEMT器件彌補了常規(guī)HEMT器件的這種不足，使得器件相比于常規(guī)的HEMT器件，具有更大的電流密度、更高的增益和更高的工作頻率上限。

結合上述原因，本文選用Avago公司的PHEMT晶體管ATF54143來設計低溫LNA。ATF54143具有噪聲系數小、增益較高、動態(tài)范圍大、溫漂小等優(yōu)點，該晶體管在低溫下仍能保持一些常溫下的特性，例如S參數基本不會變化并且在低溫下晶體管也不會出現(xiàn)自激的情況。由于ATF54143的這些優(yōu)點，本文采用常溫設計法設計該低溫LNA。先對ATF54143晶體管直流分析確定直流工作點，接著根據直流工作點位晶體管設計偏置電路，然后對電路的穩(wěn)定性經行分析并采用源級負反饋實現(xiàn)LNA在整個工作頻段上絕對穩(wěn)定，然后進行輸入輸出匹配電路的設計和實現(xiàn)，得到的LNA的整體電路結構，最后對整體電路優(yōu)化仿真。優(yōu)化仿真結果。整體結構原理圖如圖7所示。

由圖8可知LNA電路噪聲系數為0.738，相比于AT-41511 LNA電路，ATF54143 LNA電路在2.4GHz頻率下可以得到相對比較理想的噪聲性能。

3 結語

本文使用Agilent公司ADS軟件設計的AT-41511 LNA，在工作頻率為2.4GHz下實現(xiàn)噪聲系數2.011，穩(wěn)定系數大于1，輸入輸出反射系數小于-10，S12

參考文獻

[1]陳艷華，李朝暉，夏瑋.ADS應用詳解―射頻電路設計與仿真[M].北京：人民郵電出版社.2008：321-341.

第9篇：放大電路的設計與仿真范文

關鍵詞：DCDC開關電源；模擬加法器；恒流源；誤差放大器

中國分類號：TN433文獻標識碼：A文章編號：10053824（2013）03000503

0引言

電源管理IC因具有體積小、轉換速率高等優(yōu)點，已被廣泛應用于電子、通信、電氣、能源、航空航天及家電等領域。電源管理IC主要分為線性穩(wěn)壓電源轉換器和DCDC開關電源轉換器。相對于線性穩(wěn)壓電源轉換器， DCDC開關電源轉換器具有電壓轉換效率高和輸出電壓范圍較寬的特點，因而DCDC開關電源轉換器已成為主要的電源產品之一[1]。

降壓型脈沖寬度調制型（pulse width modulation， PWM） DCDC開關電源是目前被廣泛應用的1種DCDC開關電源結構[24]，其電路結構如圖1所示。由圖1可知，模擬加法器是PWM型DCDC開關電源轉換器的核心模塊，其性能特性直接影響PWM型DCDC開關源的性能特性，因而要求模擬加法器在電源電壓、溫度等變化或漂移條件下，均能獲得穩(wěn)定的性能。針對這些要求，本文設計了1種適用于DCDC開關電源的模擬加法器。

1模擬加法器原理及構成

本文所設計的模擬加法器的原理圖如圖2所示。該模擬加法器主要由誤差放大器A1，誤差放大器A2，MOS晶體管M1―M4，電阻R1，R2以及電容C1，C2組成。其中，誤差放大器A1與誤差放大器A2完全相同，Vref為帶隙基準參考提供的1.2 V帶隙參考電壓，其具有與溫度、電源電壓波動以及工藝無關的參考電壓源。VA1為圖1所示的DCDC開關電源轉換器的放大器的輸出信號。電容C1與電容C2在圖2所示電路中起濾波以及電荷存儲作用。

圖1DCDC開關電源轉換器電路結構圖圖2模擬加法器原理圖誤差放大器A1，MOS管M1與電阻R2構成負反饋系統(tǒng)。誤差放大器A1強制放大器的兩輸入端電壓相等，即V1=Vref，因而流過電阻R1的電流I1為I1=VrefR1（1）圖2中，MOS晶體管M1與M2構成基本電流鏡，因而流過M2的漏電流I2為I2=WL2WL1I1（2）（2）式中：WL1與WL2分別為晶體管M1與M2的寬長比，因而電阻R1的壓差VR1為VR1=I2R2=WL2WL1×R2R1×Vref（3）同理，誤差放大器A2與MOS管M4也構成負反饋系統(tǒng)。誤差放大器A2強制其兩輸入端電壓相等，即V2=VA1（4）由（3）式與（4）式可得模擬加法器的輸出電壓VA，其可表示為VA=VA1+WL2WL1×R2R1×Vref（5）在電路設計時，若M1與M2為完全相同的PMOS管，即WL1=WL2，同時R2與R1為同一類型電阻且具有相同的阻值，則（5）式可表示為VA=VA1+Vref（6）（6）式說明圖2所示的電路能有效地實現(xiàn)兩模擬電壓求和的功能。

2誤差放大器的分析與設計

在圖2所示的電路中，誤差放大器A1以及誤差放大器A2為模擬加法器的重要單元模塊，其性能特性直接影響模擬加法器的性能特性，其中誤差放大器A1與誤差放大器A2完全相同。針對此問題，本文所設計的誤差放大器A1與誤差放大器A2采用折疊式共源共柵結構[5]，如圖3所示。誤差放大器主要由晶體管Ma0―Ma10、電阻R構成。其中Vp和Vn分別為誤差放大器的差分輸入端，Vb1―Vb3為偏置電壓，Ma0與Ma1為PMOS輸入對管，Ma3，Ma4與Ma5，Ma6形成電流鏡對負載，實現(xiàn)雙端輸入和單端輸出。圖4為放大器的交流仿真曲線。仿真結果顯示，在一定負載電容條件下，本文所設計的誤差放大器獲得65.5 dB的低頻增益以及80°相位裕度，能夠滿足模擬加法器的要求。

圖3誤差放大器電路圖圖4誤差放大器交流仿真波形圖3仿真結果與分析

為驗證所設計的模擬加法器的性能特性，在電源電壓VDD=3 V的條件下，采用CSMC的0.5 μm標準CMOS混合工藝以及Cadence的Spectre仿真工具對電路進行了仿真驗證。

當Vref=1.2 V以及VA1=1 V時，模擬加法器的瞬態(tài)仿真結果如圖5所示。仿真結果顯示模擬加法器的輸出VA≈2.2 V，有效地實現(xiàn)了加法器功能。圖6給出了VA與輸入信號VA1的直流掃描關系曲線。仿真結果顯示，模擬加法器的輸出電壓VA與輸入電壓VA1成線性關系，其差值恒為一常數。

圖7為模擬加法器輸出電壓VA與溫度的關系仿真曲線。仿真結果顯示，當溫度在0～110 ℃范圍變化時，輸出電壓VA變化量僅為1.18 mV。

圖5模擬加法器瞬態(tài)仿真

圖6模擬加法器輸出VA與輸入VA1的關系曲線

圖7模擬加法器輸出電壓與溫度關系仿真曲線

4結語

本文設計了一種適用于DCDC開關電源的模擬加法器，其具有簡單的電路結構。采用CSMC 0.5 μm CMOS混合工藝以及Cadence的Spectre仿真工具對所設計的電路進行了仿真驗證。仿真結果顯示模擬加法器具有非常好的性能，能夠滿足DCDC開關電源的要求。參考文獻：

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