開關電源的設計與仿真精選(九篇)

前言：一篇好文章的誕生，需要你不斷地搜集資料、整理思路，本站小編為你收集了豐富的開關電源的設計與仿真主題范文，僅供參考，歡迎閱讀并收藏。

第1篇：開關電源的設計與仿真范文

【關鍵詞】波特圖;電流型開關電源;高效率;建模

Abstract：A synchronous buck type switching power supply is designed in this paper.Pulse width-period skip method is used to improve the efficiency under light load;Simulation results show that the power input voltage ranges from 2.3 to 4V;When the input voltage is 3.3V and system frequency is 2MHz，the output voltage stablilizes at 1.8V within 2% ripple;A 0.7% linear adjustment rate is measured under 1A load current by changing supply voltage from 3.3 to 4V in a short time;When the load is changed from 0.5 to 1.1A suddenly，the load adjustment rate is 0.8%;When the load is changed from 70mA-1A，the power conversion efficiency keeps from 65% to 95.2%.

Keywords：Bode plot;current mode switching power supply;high efficiency;modeling

1.引言

同步峰值電流型開關電源有兩個環(huán)路，電流內環(huán)完成電流采樣，電壓外環(huán)完成電壓采樣，根據采樣結果穩(wěn)定輸出電壓。當占空比大于50%時，電流環(huán)容易產生次諧波振蕩，因此必須加入斜坡補償環(huán)節(jié)。在一些低功耗產品中，對開關電源的輕載效率越來越高。本文創(chuàng)新新性地提出了脈寬跳周期方式有效地提高了電源輕載效率。通過仿真，電源的各項指標性能比較理想，與傳統(tǒng)的設計方法相比，此設計方法簡單，且提高了開關電源的設計效率。給工程人員設計開關電源提供了參考依據[1]。

2.關鍵電路

本文設計關鍵電路是脈寬-跳周期切換邏輯控制模塊和環(huán)形振蕩器模塊。最后接上元件進行以下各類仿真驗證。

2.1 邏輯控制電路

驅動控制電路主要完成了PWM和PSM切換、死區(qū)控制、模式強制選擇、過零關斷續(xù)流管等功能，其電路原理如圖1所示。脈寬-跳周期模其原理如下，設定PSM切換時電流為200mA，V_PSM0表示當電感電流為200mA時的采樣電壓，VS表示任意時候的采樣電壓。COMP1是一個比較器，當VS在V_PSM0上下波動時，COMP1的輸出為一系列的高低電平。當輸出為高時，VS低于V_PSM0，表示電感平均電流小于200mA，也就是負載較輕，所以系統(tǒng)應工作在SKIP模式。此時，COMP1的輸出通過一個反相器后為低電平，決定了I2，I4兩個與非門的輸出為高電平，因此P_DRV和N_DRV信號都是高電平，也就關斷了主開關管，打開續(xù)流管，使電路工作在SKIP模式下。當VS的電壓大于V_PSM0時，表示輸出電流大于200mA，電路工作在重載模式，此時I2，I4的一個輸入端便為高電平，其輸出決定于D觸發(fā)器的輸出，也就決定于PWM信號，PWM是來自于由輸出電壓和電流決定的占空比變化的脈沖序列，因此電路此時在PWM模式下[3-5]。

圖1 邏輯驅動電路原理圖

圖2

2.2 環(huán)形振蕩器電路

振蕩器是絕大多數電子系統(tǒng)的主要組成部分，主要構成整個系統(tǒng)時鐘驅動部分。一般來說振蕩器主要分張弛振蕩器、環(huán)形振蕩器、LC振蕩器等。本電源系統(tǒng)工作頻率為2MHz，在此頻率下用環(huán)形比較器比較容易實現(xiàn)，而且環(huán)形比較器結構比較簡單，大大提高了設計效率[6，7]。其電路原理圖如圖2所示。

3.仿真結果

3.1 振蕩器

通過tsmc018rf工藝對電路在spectre下仿真，其瞬態(tài)結果如圖3所示。從圖中可以看到電路的頻率很接近2MHz，達到了電路設計指標。

圖3 環(huán)形振蕩器瞬態(tài)仿真結果

3.2 輸出電壓與紋波驗證

電源測試條件為：輸入電壓3.3V、輸出電壓預期值為1.8V、占空比D為0.545、負載電阻1.8歐、工作頻率2MHz、輸出電感1uH、輸出電容28nF。瞬態(tài)仿真的結果如圖4所示。上面是輸出電壓，下面是電感電流?？梢钥吹紻C-DC輸出電壓是1.8V，紋波電壓大小為0.02V，小于5%，達到了設計指標。

圖4 瞬態(tài)仿真結果

3.3 輸入電壓范圍驗證

輸入電源范圍仿真驗證，負載電流選擇1A、輸出電壓Vout=1.8V時，將電源電壓從2.3到4V內變化，監(jiān)視輸出電壓變化情況。從圖5仿真波形來看，當輸入電壓在2.3到4V范圍內變化時，輸出電壓一直穩(wěn)定在1.8V，說明電路達到了設計指標中的輸入電壓范圍。

3.4 負載調整率驗證

電源的負載調整率如圖6所示，當負載電流從0.5A突變到1.1A時以及再突變回0.5A的過程中，輸出電壓變化不超過0.3V，而且僅用了0.4ms就穩(wěn)定在了1.8V，負載調整率為0.8%，其瞬態(tài)響應速度比較理想。

圖5 輸入電壓范圍掃描

圖6 負載調整率驗證結果

圖7 開關電源線性調整率仿真

圖8 開關電源轉換效率

3.5 線性調整率

固定負載電流為1A，將電源電壓3.3V在5us內變化至4V，經歷一段時間后在5us內又變化至3.3V，監(jiān)視輸出電壓的紋波。圖7為線性調整率結果，從上往下依次是輸出電壓、輸入電壓、輸出電流?？梢钥吹?，無論是輸入電壓突然增大還是減小，輸出電壓和電流都能很快地調整到額定值，且抖動量都（下轉第106頁）（上接第103頁）很小，經測量，其線性調整率為0.7%，達到預期指標。

3.6 效率曲線

本文設計的開關電源采用了電流型同步整流的方式，同時運用了脈寬-跳周期雙模調制的方法，提高了輕載的效率，其效率曲線如圖7所示。結果表明，當負載從70mA-1A變化時電源轉換效率達到65%-95.2%。

4.結束語

全文完整地敘述了開關電源從建模到電路實現(xiàn)的設計流程。運用Matlab仿真工具，從電流環(huán)路增益以及控制到輸出傳遞函數波特圖這兩種角度簡單地得到了系統(tǒng)需要的補償斜率;提出了脈寬與跳周期相結合提高輕載效率的方法。仿真結果表明電源各項指標都比較好，為工程人員進行開關電源設計提供了參考依據。

參考文獻

[1]李文，雷虹，馮進軍，陳銀杏.小型高效小功率開關電源的設計[J].電力電子技術，2006，40（5）：110-142.

[2]王興貴，鄒應煒，劉金龍.全橋型DC/DC開關電源的建模與控制[J].電力電子技術，2007，41（7）：86-8.

[3]Su J-H，Jiann-Jong C，Dong-Shiuh W.Learning feedback controller design of switching converters via MATLAB/SIMULINK[J].Education，IEEE Transactions on.2002，45（4）：307-315.

[4]Juing-Huei S，Chien-Ming W，Jiann-Jong C，Jing-Da L，Tzu-Ling C，editors.Interactive Simulation and Verification SIMULINK Models for DC-DC Switching Converter Circuits using PWM Control ICs.Power Electronics and Drives Systems，2005 PEDS 2005 International Conference on;2005 28-01 Nov.2005.

[5]B.Ridley Ra.A New Small-Signal Model for Current-Mode Control[D]：Institute and State University;November，1990.

[6]黃雷，彭達洲.新型雙管正激式開關電源建模與設計研究[J].電源技術，2012，36（6）：69-72.

第2篇：開關電源的設計與仿真范文

關鍵詞：開關電源；仿真；電磁干擾

在開關電源中，開關管的電壓接近方波，含有豐富的高次諧波，同時，由于開關變壓器的漏電感及分布電容以及開關器件的工作狀態(tài)非理想，在高頻開或關時，常常會產生高頻、高壓的尖峰高次諧波振蕩，該諧波通過開關管的散熱器對地之間的分布電容傳送到輸入端；也可以通過變壓器初次級間的耦合電容及變壓器的對地電容通過輸出回路傳送到輸入端。因此，開關電源中存在著較嚴重的電磁干擾。

本文以12V、0.85A的反激式開關電源為例，見圖1，應用仿真軟件Pspice進行研究，仿真分析了開關電源中的電流和電壓的特點，探究了電源的EMC問題的解決策略。

圖1 12V，0.85A的反激式開關電源

圖2 反激式開關電源的Pspice仿真電路

1 開關電路的電流、電壓

下圖3依次是開關管漏源電壓、漏極電流、高頻變壓器原邊電流、RCD吸收電路的電流、漏極對地電容的電流：

圖3

由圖3可以總結出此反激式開關電源波形的幾個特點：（1）波形均為脈沖波形，頻率為40KHz；（2）開關管的導通時間極短，此電路參數下為6uS左右。（3）除開關管的電流，都疊加著振蕩波形，即文獻資料中所說的“振鈴”。

2 由漏電感引起的開關管的電壓尖峰及高頻振蕩

圖4是無RCD鉗位電路時開關管漏源電壓的波形。圖中，開關管截止瞬間的電壓尖峰和高頻振蕩由高頻變壓器的漏感引起，產生了659.055V的瞬間電壓，這同有RCD鉗位電路（圖3）相比（最高電壓為500V左右），高出了159V。

此開關管的額定電壓為600V，且工作在高頻狀態(tài)，如果不采取措施，開關管很容易損壞，造成整個電源不能正常工作，作為設備的驅動裝置，這是不允許的。

3 開關管漏極電壓突變引起的干擾電流

由于開關管的漏源電壓極高，且導通和截止的時間極短，使開關管漏極對地等效電容Cp產生了較大的干擾電流。由圖5可知，開關管導通瞬間產生的最大電流為1.8985A，截止瞬間產生的最大電流為377.665mA。

圖5 開關管漏極對地電容的電流波形

Cp在本電路中由開關管的散熱片對地電容、變壓器原邊對地電容、變壓器初次級間的耦合電容、變壓器副邊的對地電容、輸出整流二極管的電容等構成。由于開關電源的共模干擾主要就是漏源高壓的瞬間突變產生的，其電流的大小與漏源電壓的變化率、電容的容量成正比，因此應采取一定的措施減小Cp。

4 輸出電路的仿真分析

輸出電路由整流二極管、濾波電路等構成。 圖6依次為開關管漏源電壓、輸出整流二極管陽極電壓、二極管電流、輸出直流電壓的波形。由圖可知，整流二極管的陽極電壓同開關管的漏極電壓一樣，也存在著瞬間突變，因此產生了干擾電流。

圖6

為了減小輸出端口對傳導騷擾的影響可以采取如下措施：（1） 采用帶屏蔽層的高頻變壓器，減小原副邊的耦合電容。（2） 在輸出“地”與輸入“地”之間跨接一個高頻電容，可以旁路一部分騷擾電流，使流向電源輸入端的干擾電流減小。（3）在輸出電路中加入共模、差模濾波電路，對輸出端的高頻干擾進行抑制。

參考文獻

[1]沙占友等編著.新型單片開關電源設計與應用技術，電子工業(yè)出版社，2005.

第3篇：開關電源的設計與仿真范文

    論文首先介紹了電力電子技術及器件的發(fā)展和應用,具體闡明了國內外開關電源的發(fā)展和現(xiàn)狀,研究了開關電源的基本原理,拓撲結構以及開關電源在電力直流操作電源系統(tǒng)中的應用,介紹了連續(xù)可調開關電源的設計思路、硬件選型以及TL494在輸出電壓調節(jié)、過流保護等方面的工作原理和具體電路,設計出一種實用于電力系統(tǒng)的開關電源,以替代傳統(tǒng)的相控電源。該系統(tǒng)以MOSFET作為功率開關器件,構成半橋式Buck開關變換器,采用脈寬調制(PWM)技術,PWM控制信號由集成控制TL494產生,從輸出實時采樣電壓反饋信號,以控制輸出電壓的變化,控制電路和主電路之間通過變壓器進行隔離,并設計了軟啟動和過流保護電路。該電源在輸出大電流條件下,能做到輸出直流電壓大范圍連續(xù)可調,同時保持良好的PWM穩(wěn)壓調節(jié)運行。    開關電源結構

    以開關方式工作的直流穩(wěn)壓電源以其體積小、重量輕、效率高、穩(wěn)壓效果好的特點,正逐步取代傳統(tǒng)電源的位置,成為電源行業(yè)的主流形式?？烧{直流電源領域也同樣深受開關電源技術影響,并已廣泛地應用于系統(tǒng)之中。

    開關電源中應用的電力電子器件主要為二極管、IGBT和MOSFET。

    SCR在開關電源輸入整流電路及軟啟動電路中有少量應用, GTR驅動困難,開關頻率低,逐漸被IGBT和MOSFET取代。在本論文中選用的開關器件為功率MOSFET管。

    開關電源的三個條件:

    1. 開關:電力電子器件工作在開關狀態(tài)而不是線性狀態(tài);

    2. 高頻:電力電子器件工作在高頻而不是接近工頻的低頻;

    3. 直流:開關電源輸出的是直流而不是交流。

    根據上面所述,本文的大體結構如下:

    第一章,為整個論文的概述,大致介紹電力電子技術及器件的發(fā)展,簡單說明直流電源的基本情況,介紹國內外開關電源的發(fā)展現(xiàn)狀和研究方向,闡述本論文工作的重點;

    第二章,主要從理論上討論開關電源的工作原理及電路拓撲結構;

    第三章,主要將介紹系統(tǒng)主電路的設計;

    第四章,介紹系統(tǒng)控制電路各個部分的設計;

第4篇：開關電源的設計與仿真范文

【關鍵詞】反激拓撲 180°相位 D觸發(fā)器 輸出紋波電壓 輸入紋波電流

1 引言

近年來，隨著電力電子技術的不斷發(fā)展，開關電源被廣泛應用于工業(yè)生產、家用電器和航空航天等領域。同線性電源相比，開關電源具有效率高、體積小、重量輕、輸出電壓可調范圍大等特點。但開關電源的輸出紋波和干擾卻比線性電源大很多。在一些特殊場合，比如精密傳感器、運算放大電路等，過大的紋波噪聲會影響電路的正常工作。因此針對紋波噪聲指標，專門研制低紋波開關電源具有重要的意義。

2 開關電源紋波產生的機理及抑制措施

2.1 紋波產生機理

開關電源通常指AC/DC或者DC/DC變換器，即通過控制功率開關管的導通和關斷來實現(xiàn)將輸入的交流電壓或者直流電壓轉換為需要的直流電壓過程。隨著開關管的高速開通和關斷，輸出直流電壓中的電壓波動就是所指的電壓紋波。圖1是開關電源中最簡單的Buck拓撲結構。隨著SWITCH的開關，電感L中的電流在輸出電流的有效值上下波動，電容C不斷的充、放電，輸出端也就會產生與開關頻率一致的紋波電壓。理想條件下，輸出電壓紋波即電容C的電壓脈動值，根據計算可知電容電壓峰峰值

（1）

其中，I為電感中電流的交流分量，f為開關頻率，C為輸出電容容值。實際上，濾波電容并不是理想電容，包含等效串聯(lián)電感ESL和等效串聯(lián)電阻ESR（在500kHz以下，等效串聯(lián)電感可以忽略），當輸出電流中交流分量通過ESR時也會產生壓降。

開關電源實際輸出紋波波形如圖2示，與開關頻率相同的交流分量就是上面所說的開關紋波。除此之外，可以看到輸出電壓紋波中還包含一些開關噪聲分量。開關尖峰主要是來源于整流二極管反向恢復時結電容、功率器件開關時功率器件結電容與寄生電感的諧振，頻率一般為幾兆至幾十兆赫茲之間。另外，由于功率器件與基板、外殼和變壓器原、副邊之間存在寄生電容，當矩形波電壓作用于功率器件時，開關電源輸出端因此會產生共模紋波噪聲。對于AC/DC，交流電壓經第一級整流濾波后會含有低頻紋波成分，再經DC/DC變換器衰減，在開關電源輸出端還會表現(xiàn)出低頻噪聲。

2.2 抑制紋波的措施和方法

通過以上分析可以看出開關電源輸出紋波主要來源于同開關頻率一致的高頻紋波、功率開關過程中諧振噪聲、寄生參數引起的共模噪聲紋波、輸入低頻紋波等，而為了抑制紋波的需要針對不同成分采取對應措施，針對常用的一些方法總結如下。

（1）對于高頻紋波，結合公式（1）可以通過采取提高工作頻率、增加輸出濾波電感、選擇輸出電容時盡可能的選用大容值電容等措施。需要注意的是，在f達到上百千赫茲時電容充放電所產生的紋波UC遠小于ESR所產生的紋波I×RESR，因此實際需要關注的不是電容的容量而是電容的ESR阻值，應選用ESR小的電容。此外，還可以采用多級濾波或者使用線性電源進行二級穩(wěn)壓。

（2）對于開關噪聲，可以選用結電容小的開關管和恢復時間短的功率二極管、增加合適的吸收電路以及減小布線長度等。輸出紋波中的共模噪聲一般則通過增加共模濾波環(huán)節(jié)進行濾除或者降低開關毛刺幅值。

對于大電流、大功率開關電源除了通過上面的方法來減小紋波，還可以利用一種多路并聯(lián)疊加的方法來抑制。如圖3示，開關電源采用多路并聯(lián)，多路同時提供輸出功率，各路輸出均有紋波，但多路之間若通過控制開關頻率和相位使得各路交替工作，就可以減小輸出電流和輸入電流交流分量，輸出電壓紋波和輸入電流紋波均可以有效抑制，輸出需要的電容容量和輸入需要的的差模濾波也能夠減小。

3 方案設計

3.1 電路總體設計

為了抑制紋波的大小，基于上述多路并聯(lián)思想，將兩個電源模塊并聯(lián)輸出，使用同一個反饋回路，兩模塊均有輸出紋波。理想情況下通過CLOCK時鐘模塊產生兩個相位相差180°的方波脈沖，用該信號同步兩模塊的PWM部分，控制兩個電源的占空比均為50%，并且相位相差180°時，結合上節(jié)的分析可知，此時輸出端二者紋波疊加后大大減小，同理輸入紋波電流也很小，電路結構框圖如圖5示。

3.2 核心電路設計

電路的核心部分主要是用來產生180°相位差方波信號的CLOCK模塊。通常用來生成方波信號方法主要是通過運算放大器或者比較器電路。運放電路考慮到常規(guī)運放帶寬增益等的指標一般主要是用來產生幾k至幾十kHz的方波信號，頻率太高時往往無法滿足要求，對于開關電源這種開關頻率一般幾百kHz來說很難滿足要求。利用比較器來生成的方波信號雖然頻率可以達到很高，但方波信號的上升、下降沿變化速率不是很快，兩個方波信號之間有一定的死區(qū)時間，而且相對電路也比較復雜。本文則利用響應快速的CMOS數字器件D觸發(fā)器來生成方波，電路結構非常簡單，圖6是用來產生方波信號的電路原理圖。

該電路分為兩個部分，第一級由D觸發(fā)器構成為振蕩電路，第二級為一個二分頻電路。設定電容C初始電壓為0。第一階段，上電后，觸發(fā)器D1置位端恒為高電平，復位端接入低電平，Q輸出高電平，輸出低電平，開關V關斷，電容C通過電阻R進行充電，電壓逐漸升高。當達到觸發(fā)器的H_level電壓時，進入第二階段，置位端輸入高電平，從而輸出高電平，電容C通過開關管V快速放電。當電容C放電至L_level電壓時，D1置位端輸入低電平，重新進入第一階段。這樣，Q端會輸出一固定頻率的脈沖信號，再經第二級二分頻電路，D2的Q和Q即可輸出相位相差180°的方波信號。

4 仿真及實驗驗證

上節(jié)給出了利用D觸發(fā)器構成180°相位差電路方案，利用saber軟件搭建電路模型進行仿真。各點波形如圖7示，n_773為第一級D觸發(fā)器產生的固定頻率為804kHz的脈沖輸出，n_455和n_453是第二級分頻器輸出的頻率為402kHz方波信號，二者相位差為180°。為了驗證采用并聯(lián)電路方案對紋波的抑制效果，基于上面的180°相位差方波信號電路，現(xiàn)設計一款輸出5V/3A的DC/DC變換器，并同常規(guī)DC/DC變換器的紋波作對比。二者均采用反激拓撲結構，具體方案分別為：方案一即常規(guī)的反激電路，采用光耦反饋；方案二由兩個PWM芯片和變壓器構成，使用180°相位差電路產生方波同步PWM芯片交替工作。輸出電容選用三個47uF的電容，ESR相同為5mΩ，輸入電感和電容分別均為1uH和4.7uF。仿真結果如圖8示，從上到下分別為輸入端紋波電流、輸入端電容上紋波電壓以及輸出電壓波形。

使用測量工具可以分別測出各波形穩(wěn)態(tài)時各值的大小，具體見表1，對比可以看出，方案二的各個紋波指標均比方案一小很多。

為了進一步驗證方案二的有效性，分別測試兩款輸出5V/3A的DC/DC變換器實際指標作對比。其中1|采用方案一中電路結構，即常規(guī)的反激拓撲電路；2|采用方案二中的并聯(lián)結構。在輸入電壓為28V，輸出滿載時，實測紋波波形如圖9示，可以看出1#變換器輸出紋波電壓和輸入紋波電流分別為190mA和76mV，而2#分別為25.7mV和10mA。通過對比很明顯可以看出方案二中的電路在抑制紋波方面具有優(yōu)勢。

5 總結

本文基于多路DC/DC變換器并聯(lián)結構，利用D觸發(fā)器搭建電路實現(xiàn)180°相位差方波信號輸出，并用來同步兩個PWM模塊同步交替工作。通過仿真和實驗驗證了該電路結構的可行性，結果表明該方案可以有效的減小開關電源的輸出紋波電壓和輸入紋波電流。對于整機系統(tǒng)來說，采用該方案電路所引入的電磁干擾將有效的減小，因此具有非常重要的意義。同時應該主要到該方案相對來說比較復雜，在電路成本和體積上有一定的劣勢。

參考文獻

[1]Marty Brown，開關電源設計指南[M].機械工業(yè)出版社，2005.

[2]Abraham I.Pressman，Keith Billings， Taylor Morey，開關電源設計[M].北京：電子工業(yè)出版社，2010.

第5篇：開關電源的設計與仿真范文

關鍵詞：礦用傳感器；開關電源；寄生參數；尖峰干擾；濾波器開關

電源的制造和工作機理也決定了其中存在工作電容、電感和寄生電容、電感。由于電感的電流不能突變，電容電壓不能突變，因此，開關電源工作過程中，功率半導體器件高速通斷使瞬態(tài)變化不可避免的頻繁產生，由于瞬態(tài)變化產生的尖峰脈沖電壓和浪涌脈沖電流成是開關電源的主要電磁干擾源[1]。煤礦監(jiān)測監(jiān)控用電源箱多為隔爆兼本安性設備，按煤礦有關規(guī)定，不能布置于工作面等場所，而工作面為煤礦主要作業(yè)地點，布置有大量的傳感器，通常傳感器到供電電源箱距離較長，因此提高傳感器受電電源效率就成為煤礦用傳感器的技術關鍵點之一，由于開關電源具有體積小、質量輕、效率高等方面的優(yōu)點，目前采用開關電源是唯一成熟的技術方案[2]，傳感器是煤礦監(jiān)測監(jiān)控的感知前端，其可靠性對整個煤礦的生產管理具有重要意義，開關電源是傳感器的核心單元之一，其電磁輻射強度直接影響到傳感器的可靠性，并對整個監(jiān)測網絡上的其他設備也有一定的影響，因此，降低開關電源的電磁干擾對提升煤礦用傳感器的惡劣電磁環(huán)境適用性具有重要意義[3]。

1開關電源的電磁干擾分析

在開關電源工作過程存在電流、電壓的高頻瞬態(tài)變化，瞬態(tài)變化產生高頻的dI/dt和dU/dt，隨之形成的浪涌電流和尖峰電壓產生強烈電磁干擾，只有抑制此類干擾，才能從根本上弱化電磁干擾。由于在開關電源工作過程中不可避免的采用工頻濾波整流的方法，其中，大電容的快速充電放電、開關管開關狀態(tài)的高頻切換和續(xù)流二極管的頻繁反向恢復都屬于這類干擾[4]。開關電源中整流管的驅動波形、場效應二極管的漏源波形和續(xù)流管的恢復波形等基本上接近于非定頻率的高頻矩形波，其周期的倒數決定了基波頻率，脈沖邊緣上升時間與下降時間的和倒數決定了倍頻頻率分量的頻率值，通常情況下基波頻率在10～2000MHz范圍內，諧波頻率為基波頻率的奇數倍，具有更高的頻率特征，這些高頻信號會對開關電源輸出電壓的紋波、控制電路的穩(wěn)定性造成較強的干擾[5]。在煤礦用傳感器上，主要表現(xiàn)為傳導干擾和輻射干擾。其中，由于功率開關管通斷時間很短，產生較大的電壓變化率和電流變化率，并且開通回路中有電感存在，導致發(fā)生較高的尖峰電壓和尖峰電流，由此產生的干擾通過引線傳導，形成高頻傳導干擾；整流二極管產生的噪聲干擾：整流二極管的非線性造成二極管導通角變小，同時，在濾波電容的儲能作用下，由此產生了時間短、峰值高的尖峰傳導電流，其中諧波分量豐富，頻率通常在1000MHz左右，對控制器件的采樣環(huán)節(jié)產生嚴重的干擾；功率電感產生的輻射干擾：由于繞制工藝制約，功率電感的不可避免的存在漏感，漏感將產生電磁輻射，造成輻射干擾，功率電感中流過脈沖電流，脈沖電流引起的電磁變化也會產生輻射干擾，開關電源工作時，續(xù)流二極管二次和濾波電容形成高頻續(xù)流回路，由于切換頻率較高，形成較大的電壓變化率和電流變化率，向空間輻射噪聲，形成輻射干擾；另外，開關管、散熱片、電感的分布電容及分布電感也會形成電磁變化，形成空間輻射干擾[6]。

2開關電源的電磁干擾抑制措施

干擾源、耦合通路和敏感體是電磁兼容的三要素，屏蔽干擾源、切斷耦合通路和強化敏感體的抗干擾能力是解決電磁兼容問題的3種技術途徑，采取以上任何一種技術途徑都可以弱化電磁干擾：提升抗擾度能力。開關電源工作在高頻開關狀態(tài)，因具體開關電源工作原理不同而表現(xiàn)方式多種多樣，電磁兼容性問題比較復雜，但在原理上仍符合基本的抗擾度電路模型，從三要素入手仍可得到有效的抑制方法，目前煤礦傳感器多采用開關電源控制集成電路聯(lián)合器件的方案，一但集成電路選定后，電磁抑制只能從器件的選擇和配置上尋求解決方案[7]。

2.1抑制開關電源中電磁干擾源

為保證煤礦用傳感器的多電壓供電需求，常用變壓器加二極管整流的方式輸出多組不同等級的電壓，如上文所屬，同樣不可避免的存在傳導干擾和空間電磁輻射干擾，通過飽和電感Ls串聯(lián)在整流二極管上的方法抑制電磁干擾，飽和電感在減小二極管反向恢復電流中的應用如圖1，其中，用具有制作飽和電感Ls的磁芯效果更優(yōu)。由于使用矩形BH曲線磁性材料做的磁芯電感具有磁導率高的顯著特點，在BH曲線上有一段可以快速進入飽和區(qū)的近似垂直線性區(qū)，實際工程應用中，在二極管導通狀態(tài)下，使飽和電感近似于理想金屬導體，工作在飽和狀態(tài)，當二極管關斷時，飽和電感近似于理想電感，工作在電感特性狀態(tài)下，可以有效抑制反向恢復電流的快速大范圍變化，起到弱化對外部干擾的作用[8]。

2.2切斷電磁干擾傳輸途徑

線上干擾是開關電源眾多干擾的主要體現(xiàn)，使用電源線濾波器可以有效抑制電源線干擾，對電源線上差模干擾和共模干擾的抑制能力決定了電源線濾波器的效能。開關電源電磁干擾濾波器如圖2。如圖2，L1為共模電感，CY1和CY2為共模電容，CX1和CX2為差模電容，其中，共模濾波元件分別對共模干擾有較強的衰減作用，差模濾波元件對差模干擾有較強的衰減作用，對于共模干擾，共同1個磁環(huán)上，通常使用漏磁小、效率高的環(huán)形磁芯，2個繞組繞制時的匝數相同、繞向相反，構建共模電感L1，但在實際使用中，由于工藝問題，2個電感繞組不可能各項參數完全接近，存在一定的差異性，使2個繞組的電感值不可能完全相同，存在一定的差值，此差值正好等同于差模電感，因此，不必再單獨構建獨立的差模電感，這樣可以降低電路的復雜度，提升可靠性，電容CX1及CX2與差模電感構成的∏型濾波器可以有效抑制差模干擾。圖2中除了共模電感以外，電容CY1及CY2也對共模干擾也有良好的弱化效果，在低頻時，共模濾波的抑制主要由電感器起作用，在高頻時，電容CY1及CY2作為共模濾波器而起到抑制共模干擾的作用，電容CY1和CY2接于電源線和地線之間，承受的電壓較高，因此，需要選擇高耐壓、低漏電流特性的器件，通常根據實際應用的具體參數選定電容CY1和CY2。對于差模干擾，通常使用低通濾波元件構成差模干擾抑制器，2根電源線之間接1只濾波電容是輸入濾波電路的最簡形式（如圖2中電容CX1），電容的選取要考慮電源工作頻率、干擾成分頻率、耐壓等綜合因素，盡可能濾除干擾頻率而保留有效分量，通常選取高頻干擾阻抗低的電容，故對于電源線間的高頻干擾相當于短路，難以通過，對于電源線間工頻信號，由于頻率為50Hz，屬于低頻分量，故阻抗很高，相當于開路，所以對工頻信號傳輸影響較小，電容的耐壓值要滿足包括電壓沖擊在內的線路可能出現(xiàn)最大電壓等級，為避免電容儲能放電而引起的沖擊危害，CX電容容量一般在0.01～0.1μF之間，不宜過大，總之，通過選取有效參數的電容，就能對高頻干擾起到抑制作用[9]。

2.3使用屏蔽降低電磁敏感設備的敏感性

用電阻率低的金屬材料對電場進行屏蔽，用磁導率高的復合材料對磁場進行屏蔽，從而屏蔽輻射，是抑制輻射噪聲的根本方法之一。在實際工程應用中，使用具有金屬屏蔽層的連接線和電源線，是阻斷外部空間輻射電磁干擾耦合的常用方法之一，可以有效提升對于外部干擾的抑制能力，使用磁環(huán)、磁珠和單點接地的PCB布局等方法也可有效提升電源及信號線的抗干擾能力，開關電源外殼對器件可以起到支撐和防護作用，如采用低電阻率材料，也可以對電磁輻射干擾起到很好的防護作用，從而產生事半功倍的作用，由于干擾通常為高頻分量，所以外殼的對對接縫要相對嚴密，縫處的焊接等處理應滿足EMC規(guī)定的抗擾度屏蔽能力，通過上述措施的融合運用，可以有效提升開關電源抵抗外部電磁環(huán)境干擾能力，也可弱化對外部電子設備產生的干擾，但要注意，由于開關電源本身為高頻器件，其采樣和控制信號同樣也未高頻，一定要使有效信號頻率位于濾波器通帶之內，才能保證有效信號不會受到EMC元件的干擾[10]。

3應用通用電路模擬和PSPlCE仿真

3.1二階無源電磁抑制濾波器干擾抑制效果

將二階無源電磁抑制濾波器串入開關電源輸出端接，利用示波器采樣，觀測濾波器輸入、輸出信號的變化，開關電源輸出經過EMI濾波器后，電壓信號幅值幾乎沒有衰減，而高頻的尖峰干擾被弱化，幾乎完全濾除，二階無源電磁抑制濾波器抑制效果圖如圖3。3.2共模與差模傳導干擾信號的抑制效果分析利用Pspice電壓探頭通過Lisn可以很容易的分離共模、差模信號，在通用電路分析軟件中，利用加權、相關處理算法分離出的共模噪聲低于30dBμV，差模噪聲低于50dBμV，可見對噪聲具有明顯的抑制作用。共模和差模噪聲的抑制效果圖如圖4。

3.3寄生參數影響的抑制效果

理想的EMI濾波器元器件均采用純電容純電感，實際使用情況下存在高頻寄生參數，對高頻寄生參數的抑制作用仿真效果如圖5，干擾大于1MHz的干擾，采取本文抑制措施后，對干擾的抑制作用明顯。

4結語

提出的基于EMI濾波器的開關電源抑制方法，可有效弱化開關電源輸出端的尖峰干擾，抑制了傳導性噪聲干擾，并應用到傳感器的設計中，提高了傳感器在煤礦等復雜環(huán)境下的可靠性，同時在工程應用中發(fā)現(xiàn)對供電線路的浪涌、瞬變脈沖群干擾也有良好的抑制效果，整體提升了煤礦用傳感器的抗EMC干擾能力。

參考文獻：

［1］孟進，馬偉明．帶整流橋輸入級的開關電源差模干擾特性［J］．電工技術學報，2006，21（8）：14－18．

［2］呂玉祥，劉宏林．多功能低功耗甲烷濃度檢測儀的設計與應用［J］．中北大學學報，2006，27（3）：268－271．

［3］林引．礦用高可靠性本安型傳感器電源電路設計與實現(xiàn)［J］．煤炭科學技術，2013，41（6）：88－91．

［4］和軍平，陳為．開關電源共模傳導干擾模型的研究［J］．中國電機工程學報，2005，25（8）：50－55．

［5］和軍平，馮巨標．DC／DC開關電源對低壓差分信號線干擾模型研究［J］．電機與控制學報，2014，18（9）：17－22．

［6］馮利民，諶平平．提高開關電源抗EFT／B干擾性能的研究［J］．電力系統(tǒng)自動化，2006，30（5）：78－82．

［7］周偉英，丘水生．開關電源電磁干擾抑制技術［J］．低壓電器，2007（19）：45－52．

［8］閆海峰．開關電源電磁干擾機理及抑制措施探討［J］．內蒙古石油化工，2012（2）：61－62．

［9］，何文忠．開關電源電磁干擾濾波器設計［J］．激光與紅外，2007，37（1）：79－81．

第6篇：開關電源的設計與仿真范文

【關鍵詞】開關電源；無源功率；因數校正；優(yōu)化設計

中圖分類號：S611文獻標識碼： A

1.前言

我國早在2002年就開始在全國范圍內實行中國強制認證要求，即所謂的3C認證，3C認證有如下的要求：第一，要采用更加嚴格的電磁兼容（EMC）的要求標準，并型號提供電磁兼容性能簡要報告以及相關的文件；第二，對諧波電流的限定和控制的強度需要加強，其實際過程中是添加了PFC（功率因數校正）電路。采取二極管整流、電容濾波的非線性是電路計算機開關電源的原理，它具有輸入功率比較低，很強的諧波電流的特點和優(yōu)勢，從而可以用PFC電路來提高功率的因數，對諧波起到一定阻礙效果。這也就意味著功率因數的高低及其諧波電流失真狀況是影響計算機電源的一個非常重要的因素。

2.功率因數的校正

根據我們所能掌握的情況來說，PFC（功率因數校正）分為無源PFC和有源PFC兩種模式。

如圖1所示，便是無源PFC電路的典型代表。

圖1 無源PFC電路的運用代表圖

事實上，為了防止開關電源的電磁干擾通過進線干擾開關電源外的其它電路或設備，通常會將電感接在整流器的前面，正如下圖2所示，這樣的改進消除了無源PFC電路中的電感的直流分量，可以防止電感鐵芯飽和的情況發(fā)生。

應用無源PFC的優(yōu)勢表現(xiàn)在很多方面：方法簡略、靠得住，不用進行控制，而且還能夠使得輸入的電流的總諧波含量和基波比下降到30%以內，輸入電流的總諧波的含量及其3、5、7等奇次諧波可以獲得很好的改善，功率因數也可以獲得很好的提升。由于在電路中應用了串聯(lián)電感補償的方法，這樣就會在必然程度上降低了成本。

圖2 改進型的無源PFC電路

當然，從辨證的角度出發(fā)客觀的研究無源PFC電路，也不難發(fā)現(xiàn)它也具有一些缺點，由于它增加了無源的元件，所以體積就會變得很大而且也會比較的笨重，導致校正之后的功率因數也不是非常的高，一般為0.8左右，并且還會釋放大量的熱，也有可能引發(fā)工頻共振和噪聲。

有源PFC和無源PFC相比，有源的PFC主要是使用了全控開關器件構成的開關電路，這樣來使輸入電流的波形跟隨電壓波形變化，從而能使電流和電壓達到同相的目標。

使用有源PFC電路的開關電源的優(yōu)勢主要表現(xiàn)在兩個方面，其一，能夠使得總諧波的含量下降到5%以內，而功率因數則會跨越0.99，而且還能把開關電源輸入電壓的區(qū)域擴大為全域電壓。其二，它還具有穩(wěn)定性好、振動和噪聲比較小的好處。

有源PFC技術的采用是可以很好的降低諧波的含量、增大功率的因數的，如此就滿足了諧波含量的要求。但是，由于電路和控制都是比較復雜的，因而會產生較高的成本費用，并且開關器件的高速開關會導致電路開關的耗損增大，這樣效率就會比無源PFC電路的效率低一些。

3.無源的PFC的工作原理

假設電源電壓是正弦波，它的表達式可以表示為es=Essint；假設非線性負載從交流電源汲取的電路是周期性非正弦波形，可用以下式子進行表示：

Il=Insin(nt+n)

=I1cos1sint+I1sin1cost+I0+Insin(nt+n)

在上式中，等號右邊的第1項是基波有功電流的分量，被記為ip；其次是基波無功電流的分量ir；第3項是直流分量；第4項是負載電流iL的高次諧波分量之和，被記為ih。

先計算出在一個周期內的平均功率，從而求得有功功率

P=iLdt=[ip+ii+I0+ih]dt

由此式積分以后演變可得

P=EsI1cos1

視在功率為

S=EsIL

則功率因數為

=P/S=I1/ILcos1=PF

4.無源PFC電路的仿真

在無源PFC的基礎原理上，使用了下圖3所示的電路進行仿真。

圖3 無源PFC仿真的電路圖

單相PFC電路的輸入電路的電壓和電流都是屬于正弦波的模式的，輸入的電壓E=220V，C=300μF。

在PFC的電路中，選取合適大小的電感值L，這一點對于功率因數的校正是十分重要的。本文應用的就是MUTISIM仿真，在負載功率不同的情況下，經過對系統(tǒng)結構中的電感的參數大小的改變來觀察系統(tǒng)的輸出電流的波形，以及各個諧波的比例。

在負載不變的條件下，無源PFC電路的電感L取值不一樣會對電路的功率因數有較大的差異，并且會呈一定的提高趨勢，電感L值越大，高次諧波的分量就會越小，這時的電流波形類似于正弦波，相對應的電壓相位的差值會越大。表1就為電感及其負載不同的時候的仿真的結果。

表1 電感L及不同負載情況下的功率因數

負載電阻

電感(mH) 100Ω 200Ω 300Ω 400Ω 500Ω 600Ω 700Ω 800Ω 900Ω

5 0.713 0.696 0.678 0.665 0.638 0.624 0.621 0.615 0.610

10 0.749 0.731 0.725 0.697 0.674 0.661 0.658 0.650 0.643

20 0.712 0.705 0.698 0.699 0.637 0.612 0.633 0.637 0.632

30 0.695 0.688 0.679 0.673 0.512 0.611 0.632 0.615 0.613

40 0.745 0.733 0.731 0.728 0.715 0.724 0.725 0.721 0.720

50 0.643 0.667 0.695 0.682 0.685 0.667 0.643 0.631 0.620

60 0.737 0.723 0.731 0.736 0.741 0.721 0.715 0.707 0.702

70 0.688 0.733 0.718 0.722 0.737 0.729 0.724 0.714 0.716

80 0.698 0.718 0.719 0.743 0.753 0.755 0.757 0.746 0.752

90 0.674 0.688 0.716 0.723 0.715 0.721 0.718 0.721 0.726

100 0.669 0.701 0.728 0.711 0.724 0.716 0.723 0.734 0.738

200 0.482 0.625 0.681 0.699 0.720 0.725 0.734 0.735 0.733

250 0.712 0.582 0.628 0.639 0.671 0.689 0.711 0.715 0.716

300 0.494 0.599 0.602 0.598 0.603 0.614 0.625 0.634 0.642

從表1我們就能夠看出，當負載一定的時候，電感L的取值不同會造成校正后的功率因數有所變化。電流和電壓的相位差與電感L的取值呈同向發(fā)展的態(tài)勢，也就是說電感L的取值越大，電流和電壓的相位差就越大，由此導致功率因數下降。當電感L的取值越小時，奇次諧波就會越大，如此也會降低功率因數；當電感L取定值時，跟著負載的增大，功率因數就會下降，而且負載變大，輸入的電流就會越大，就會更容易使得電感鐵芯趨于飽和，與此同時也會使得電源的輸入功率降低。所以只有電感L取得合適值的時候，校正的效果才能達到最佳的狀態(tài)。

依據表1中的數據，我們可以做出不同負載下功率因數與電感L之間的曲線關系圖（如圖4所示）

圖4 功率因數與電感L的關系曲線圖

從上附表和圖中，我們可以看出，PFC技術運用在小功率的開關電源電路的時候，校正的效果是比較好的。然而，在許多的實際應用的案例中，很多的電源工作是都是達不到額定功率的，而且多數情況下都是處在輕載的狀態(tài)的。無源PFC電路當處于輕載和滿載的時候，校正的效果也是有所不同的。據我們所知，輕載時校正的功率因數是比滿載的時候略微低點，這是在當無源PFC電路在處于輕載的時候會出現(xiàn)的狀況。

按照表1 的數據、功率因數和電感L之間的曲線關系及其輸入電壓和電流相位的關系可以推斷找到適合的電感值，而且是能夠滿足高次諧波的水平的。

一般情況下，在做PFC的分析時，大部分應用的是如圖1所示的典型的無源PFC電路，它的電感是接在整流器的后面的，但是實際應用中常常使用如圖2所示的經過改進的PFC電路，它的電感是接在整流橋的前面的，這種接法對于去除直流分量是很有效果的。如圖5和圖6所示，當L=0.06H，RL=300Ω的時候，分別使用圖1 和圖2的兩種電路結構仿真得到的輸入電流的頻譜圖。

圖5無源PFC仿真的輸入電流頻譜圖

圖6 改進型的無源PFC仿真的輸入電流頻譜圖

從圖5所反映的結果來看，較大的直流分量很明顯是運用了無源PFC電路結構的，同時我們也能看出電源功率的下降也是很明顯的，諧波主要是來自偶次諧波，這樣也會導致較大的無功分量的。所以說，現(xiàn)實中的電路中的電感L通常都是接在整流橋的前面的。

5.結束語

通過對分析仿真的無源PFC電路，可以得到下列的幾個結論：

（1）輸入電流諧波成分會因為PFC技術的應用而得到比較好的作用，同時，正確、合適地使用PFC技術能夠適當減小輸入的電流和電壓的相位的差值。因此，校正功率因數的技術是提高整個電路功率因數質量的一個好的方法。當然，作為輸入輸出能量傳遞關鍵的電感元件，它的作用也是不可小覷。此外，對PFC的結果有作用的因素還包括電感的取值。

（2）無源PFC電路的優(yōu)勢在于：成本較低、較為簡單、可以消除可能會產生的各種干擾噪聲或信號，同時可以通過控制浪涌的電流來獲得較為滿意的有功分量。因此，無源PFC技術可以在小功率的場合推薦使用。

【參考文獻】

[1] 于強. 無源功率因數校正電路的應用研究[J]. 濟南職業(yè)學院學報. 2005(03)

[2] 鄧衛(wèi)華,張波. 一種新穎的無源功率因數校正電路[J]. 電源技術應用. 2002(12)

[3] 曹幼章,孫紹伍. 無源功率因數校正電路的實驗研究[J]. 物理實驗. 2001(10)

第7篇：開關電源的設計與仿真范文

引言

高壓電源已經被廣泛地應用?醫(yī)學、工業(yè)無損探傷、車站、海關檢驗等檢測設備中，也廣泛應用于諸如雷達發(fā)射機、電子航空圖顯示器等軍事領域。傳統(tǒng)的高壓電源體積大、笨重，嚴重影響了所配套設備的發(fā)展。目前的高壓電源多采用開關電源形式，大大降低了體積重量，增加了功率，提高了效率。特別是高壓小功率開關電源，幾乎都是開關電源結構。本文所討論的高壓小功率開關電源，是為X射線電視透視系統(tǒng)配套設計的。這種系統(tǒng)是對原始X射線設備的改進，它增加一個叫做圖像增強器的設備。這種設備采用電極對電子進行加速和聚焦，因而需要與之相配套的小功率高壓電源。

1 方案選擇

小功率高壓電源最常用的例子是電視機的陽極高壓發(fā)生器，它將幾十伏的直流電源，通過功率變換和高壓變壓器升壓，再整流濾波，變?yōu)楦邏狠敵觯涣硪粋€應用實例是負離子發(fā)生器，常采用晶閘管調壓方式。以上兩種調壓方式都需要一臺單獨可調的輔助電源，即高、低壓組合方式。這樣便加大了電源的體積和復雜程度。加之，由于電路結構形式的不同，它們的輸出電壓范圍的調節(jié)很有限，需要大范圍調節(jié)時，只能通過改變供電電壓來實現(xiàn)。而X射線增強器的主路電壓調節(jié)范圍近10kV，上述電路形式很難滿足要求。本文采用的半橋諧振式開關電源，成功地解決了以上問題。

2 技術指標

輸入電壓220（1±10％）V，（50±0.5）Hz；或寬范圍輸入電壓180～250V。

輸出電壓／電流

陽極（正）電壓/電流

標稱值＋25kV/1mA，

電壓范圍＋23kV～＋32kV；

標稱值＋7.35kV/200μA，

電壓范圍＋6.0kV～＋7.8kV；

標稱值＋0.985kV/200μA；

電壓范圍＋0.8kV～＋1.1kV；

陰極（負）電壓/電流

標稱值－0.75kV/500μA；

電壓范圍－0.5kV～－1kV。

以上4路電壓連動輸出。

穩(wěn)定度1％。

工作溫度范圍0℃～＋40℃。

存貯溫度范圍－40℃～＋55℃。

外形尺寸160mm×135mm×43mm。

圖像增強器的電極在加工時不可避免存在有毛刺，在高電壓下尖端放電擊穿打火。要把毛刺燒掉，需要有較大的電流。這樣，一方面要求電源輸出功率設計得更要大些，另一方面應有完善的保護措施。

3 系統(tǒng)框圖及工作原理

25kV小型化高壓電源的系統(tǒng)框圖如圖1所示。

輸入的市電經凈化濾波后整流成300V左右的直流電壓加到半橋電路的MOS管上?？刂齐娐酚勺畛Ｓ肧G3525芯片組成?？刂齐娐吠ㄟ^高壓部件反饋繞組檢測輸出電壓的變化量，產生激勵脈沖去驅動功率MOS場效應管，實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出。

4 技術難點及解決辦法

4.1 體積與絕緣

這種電源是專為X射線增強器配套的，它被安裝在X射線增強器底座下一個狹小的空間，因而要求體積小。體積的減小與電路形式的選擇，電路的性能及絕緣，散熱等問題有直接關系。本電路將功率變換、控制電路等部分和高壓部分分開屏蔽放置，并選擇高強度的絕緣介質填充高壓部分，很好地解決了這個問題。

    4.2 高頻高壓變壓器

高頻高壓變壓器是高壓電源的核心部件。在低壓（功率）變壓器中，可以不考慮波形的畸變和工作頻帶的問題，因而可以忽略分布電容的影響。在高頻高壓變壓器中，由于匝數增多,特別是次級匝數增多,當變壓器工作頻率比較高和電壓變化率比較大時，必須考慮分布電容和漏感問題。這時，變壓器模型如圖2所示。L1為漏感，Cp和Cs分別為初級和次級的分布電容。變壓器漏感L1和次級分布電容構成了串聯(lián)諧振電路。當變壓器次級開路或負載較輕時變壓器可看成電感,因而與次級分布電容Cs構成并聯(lián)諧振電路，其等效電路如圖3所示。發(fā)生諧振時，電容兩端的電壓會高出工作電壓，也就是說變壓器內部的電壓會高于輸出電壓。這無形中增大了對變壓器的耐壓要求。因而在變壓器的繞制過程中，要盡量減少分布電容和漏感。假設各層電容相等，繞組共有m層，則分布電容Cs=C（C為次級繞組固有電容，N2為次級繞組匝數）。當次級匝數一定時，次級等效到初級的分布電容與次級的層數有關，層數越多分布電容越小。每一層上的匝數越少，分布電容越小。為了減小分布電容，采取分段分組繞制方式，并增加層數，減小每層匝數。變壓器采用馬蹄形鐵氧體磁芯，其繞制示意如圖4所示。

實踐證明，分段分組繞制法還較好地解決了高壓變壓器的絕緣問題。

    4.3 輸入電壓范圍的調制

工作在高頻高壓條件下的小功率電源，輸入電壓范圍的調節(jié)會出現(xiàn)困難。不但調整率很差，而且在輸入電壓超過一定值時，電源無輸出，或輸出電壓不穩(wěn)定。原因是高壓小功率電源的占空比很小，工作時的導通脈寬很窄（呈窄脈沖工作狀態(tài)）。當輸入電壓升高時，輸出能量不變，脈沖寬度變窄，幅度加長。輸入電壓升高到一定限度，控制電路呈失控狀態(tài)，無法實現(xiàn)有效的閉環(huán)控制，導致整個電路關閉。為解決這個問題，經過分析試驗，設計了一個輸入電壓調節(jié)電路，如圖5所示。

它實際上是一個輸入電壓預穩(wěn)壓電路，輸入電壓經過它，成為基本穩(wěn)定的電壓，再加到主電路（開關電路）上。

    經過調試，試驗和長期裝機應用，證明了該電路的穩(wěn)定與可靠。表1是設置輸入電壓調節(jié)電路與沒有設置時的實測數據。為簡化起見，這里只給出輸出主電路（25kV）參數。明顯看出，加了該電路后，輸入電壓調整率大大提高，輸入電壓調節(jié)范圍也增至250V。

表1 輸入電壓變化對輸出電壓的影響

輸入電壓/V

有輸入電壓調節(jié)的輸出電壓/kV

無輸入電壓調節(jié)的輸出電壓/kV

180

26.2

22

198

26.4

26.1

220

27

28.5

242

27.5

無輸出

250

27.7

無輸出

由于上電時，輸入端瞬間沖擊電流很大，對輸入電壓調節(jié)電路造成危害。為此，還專門設計了輸入緩沖電路。

另外，高壓電源變壓器的變比n大，變壓器次級反饋到初級變化率較小，帶來的問題是穩(wěn)壓效果不理想。這樣,還設計了輸出電壓預穩(wěn)壓電路。因篇幅有限，實際電路從略。

5 開關電路的仿真實驗

開關級電路原理圖如圖6所示。這里開關級的負載是高頻高壓變壓器，它的輸入特性與負載的特性有關。在高壓小功率應用中，由于輸出電流小，負載電阻大，次級整流二極管的導通角很小。為便于建立仿真模型。可忽略負載電阻的影響。

由于應用了仿真技術，大大簡化了實驗過程，降低了設計周期。用PSPICE仿真程序對圖6電路分為輕載10μA和重載1mA兩種情況進行仿真，結果見圖7(a)和圖8(a)。在以后進行的電路實驗中，實測的電流波形見圖7(b)和圖8(b)與仿真的波形基本相符。另外，從仿真波形還可看到輕載時的浪涌電流峰值較大，與重載時幾乎相等。變壓器空載損耗增加，導致變壓器發(fā)熱，這是需要進一步解決的問題。

6 結語

第8篇：開關電源的設計與仿真范文

關鍵詞：直流斬波電路；升壓式斬波電路；降壓式斬波電路；MATLAB/Simulink

直流斬波電路是將固定直流電壓變換成可變直流電壓的電路，也稱為直流變換技術。廣泛地應用于開關電源及直流電動機驅動中，如不間斷電源（UPS）、無軌電車、地鐵列車、蓄電池供電的機動車輛無級變速，以及20世紀80年代興起的電動汽車控制等。通過設計不同的直流變換電路，可以提供可調的直流電源，進而滿足不同設備的性能需求。

直流斬波電路按變換電路的功能分為：升壓式變換（Boost Converter）、降壓式變換（Buck Converter）、升降壓式變換（Boost-Buck Converter）、Cuk變換（CukConverter）、Sepic變換（Sepic Converter）和Zeta變換（ZetaConverter）。

本文以升壓式變換電路與降壓式變換電路為例，分析其設計原理，推導理論公式，并基于MATLAB/Simulink軟件，搭建了直流斬波升、降壓電路的模型。

1升壓式直流斬波電路分析

1.1工作原理介紹

升壓式直流斬波電路顧名思義即輸出電壓總是高于輸入電壓，其主電路如圖1所示，由可控開關VT、儲能電感L、升壓二極管VD和濾波電容C組成。

升壓式斬波電路的基本工作原理是：當可控開關VT處于通態(tài)時，電源E經開關VT向電感L提供能量，二極管VD承受反壓而截止，負載R所消耗的能量由電容c提供，此時負載電壓等于電容電壓。當可控開關VT處于斷態(tài)時，二極管VD導通，電源E和電感L疊加共同向電容C充電，并給負載R提供能量。

假設電路輸出端濾波電容C足夠大，以保證輸出電壓恒定，電感L的值也很大，電路數量關系推算如下：設VT通態(tài)時間為ton，此階段L上儲存的能量為EI1ton，設VT斷態(tài)時間為toff，此階段電感釋放能量為（U0-E）I1toff。在穩(wěn)態(tài)工作時，電感電壓在一個周期（T=ton+toff）中積蓄能量與釋放能量相等，即：

化簡得：

（1-1）

1.2MATLAB/Simulink建模與仿真

為進一步分析升壓式直流斬波電路的實際工作情況，利用MATLAB/Simulink軟件搭建其仿真模型。可控開關VT由全控型器件IGBT組成，利用示波器進行各支路電流、電壓表的波形監(jiān)測，如圖2所示。

在參數設置時，直流電壓源E為24V，IGBT的通斷由振幅為5，脈沖周期為0.2ms的脈沖來觸發(fā)，脈沖寬度設置為80，即一個周期的80%開關VT導通，20%開關VT關斷。根據理論公式（1-1）計算輸出電壓平均值：

對于仿真過程中電壓波動幅值較大，應增加濾波電容或者提高變換效率。

2降壓式直流斬波電路分析

2.1工作原理介紹

降壓式直流斬波電路即對輸入電壓進行降壓變換，其主電路如圖4所示，由可控開關VT、濾波電容C、儲能元件L和續(xù)流管VD組成。

降壓斬波電路的基本工作原理是：當可控開關VT處于通態(tài)時，VD承受反壓而截止，電源經開關VT給電感L儲存能量，并向負載供電，負載電壓U0=E-UL。當可控開關VT處于斷態(tài)時，電感L產生感應電動勢，二極管VD導通續(xù)流，負載電壓U0=-UL。

（2-1）

當ton

2.2 MATLAB/Simulink建模與仿真

同1.2，利用MATLAB/Simulink建模搭建其仿真模型，如圖5所示。參數設置時，由于重點觀測降壓過程，將直流電壓源E設置為200V，IGBT的通斷振幅及脈沖周期不變，脈沖寬度設置為50，即一個周期的50%開關VT導通，50%開關VT關斷。根據理論公式（2-1）輸出電壓平均值：

仿真所得的輸出電壓u0波形如D6（a）所示，負載供電電流波形如圖6（b）所示。負載上的電壓u0從零開始迅速上升，最后穩(wěn)定在100V左右，與理論值一致，實現(xiàn)了降壓目的。其電壓波動幅值較大，將電感從原來的L=0.1H擴大10倍至L=IH，所得到輸出電壓的波動變得平緩，最終穩(wěn)定在100V，如圖7所示。

第9篇：開關電源的設計與仿真范文

關鍵詞 列車；制動；便攜；診斷儀

中圖分類號 TP18 文獻標識碼 A 文章編號 1673-9671-(2012)082-0140-03

隨著動車組技術的不斷發(fā)展和動車組運用的普及，CRH2型、CRH380A型動車組運營車輛的數量不斷增加，在車輛運用中發(fā)生的偶發(fā)性故障的數量將會相應增多。因此，車輛動態(tài)試驗、檢修和運用中的故障查找的重要性更加凸顯，故障分析處理中需要進行相應的信號仿真和信息模擬才能進行故障點的查找和維修后的驗證，針對該項問題，著力解決困難條件下的制動系統(tǒng)故障查找困難的問題，研制了便攜式列車制動仿真故障診斷儀。

該系統(tǒng)具備車輛速度模擬、車輛再生有效模擬、再生請求采集、反饋模擬等基本功能，采用便攜式結構，減少故障查找的工作量，提高作業(yè)效率。設計時采用精度高、成熟可靠的技術，使系統(tǒng)滿足車輛精度要求的基礎上盡量輕量化，便于攜帶；在裝置本身配置軟件控制系統(tǒng)，編制方便操作的程序控制界面；與車輛的接口采用通用的連接器進行信號傳輸，易于操作。

1 診斷儀主要功能及技術參數

1.1 主要功能介紹

便攜式列車制動仿真故障診斷儀，由便攜式PC、便攜式儀器箱和接口線路組成。

采用小型輕量化自動控制方式產生正弦波、方波信號來模擬車輛速度；通過高精度直流電源模擬列車制動工況下的再生制動有效，利用小型可調的直流電源模擬牽引變流器再生制動反饋信號，使制動系統(tǒng)產生電空協(xié)調運算。

對制動系統(tǒng)的再生請求信號進行測量；向列車網控系統(tǒng)模擬制動故障信號（抱死1、抱死2、制動不緩解），診斷信號傳輸系統(tǒng)。將上述各項功能集成便攜式化系統(tǒng)，通過PC機對各功能進行集中控制。

1.2 主要技術參數

供電電源 AC220V 50 Hz

速度模擬信號 650 km/h以內

頻率輸出 0-10 KHZ

頻率幅值范圍 ±20 V

波形 正弦波/方波

再生有效信號輸出 DC100 V±1 V（最大輸出電流2 A）

再生反饋信號 DC0～10 V，精度±0.1 V

再生請求信號測量 0～20 V，精度±0.1 V

2 系統(tǒng)硬件和軟件設計

2.1 硬件系統(tǒng)設計

便攜式列車制動仿真故障診斷儀需要滿足便攜、輕量化、外部信號接口統(tǒng)一配置、仿真模擬操控方便等要求，在方案確定和選型過程中都充分考慮以上需求。

該集成化系統(tǒng)由PC機、通訊數據線和儀器箱組成。儀器箱包括便攜式手提箱、儀器面板、AC/DC輕系列開關電源、主控制板、繼電器板等組成。

2.1.1 速度信號電路設計

該集成化系統(tǒng)的核心是速度信號輸出電路，在方案論證中，提出了四個方案：

1）選用成品脈沖信號發(fā)生器，開發(fā)最簡單，風險小，但體積龐大。不能滿足便攜、輕量化的要求。

2）單片機運算能力不能滿足信號仿真要求。

3）DDS脈沖信號集成電路，是單象限信號，只能在正電壓范圍連續(xù)調節(jié)，無法實現(xiàn)全電壓連續(xù)可調的功能。

4）采用CPLD復雜可編程邏輯器件實現(xiàn)正弦波數字信號，再通過高速DA轉換電路產生仿真信號。CPLD運行頻率高，能夠實現(xiàn)預定的功能。

2.1.2 便攜式手提箱

便攜式手提箱是儀器箱的箱體，采用GE塑料材質，成分為ABS工程塑料混合聚丙烯異分子，高壓鑄塑技術成型，滿足便攜、堅固、防潮、安裝、維護等功能要求。

2.1.3 通訊接口

便攜式PC與儀器箱之間數據交換選用USB到RS-232高速轉換器AU-820。

2.1.4 儀器面板

儀器面板設計按照功能進行了分區(qū)，儀器面板布局圖見圖1。分區(qū)功能如下：

1）DC100V輸出：包括DC100V熔斷器和6路指示燈DC100V輸出信號指示。

2）故障指令模擬：包括10個指示燈顯示模擬信號狀態(tài)。

3）RS232： 9針DB9母頭連接器。

4）再生反饋電源：包括電源保護熔斷器和輸出指示燈。

5）儀器供電：包括AC220V電源指示燈、熔斷器、電源開關、接地保護端子、電源插座。

6）外部接線：包括3個航空插座，CN1輸出仿真速度信號、模擬量輸入信號、再生反饋電源信號，CN2輸出6路DC100V信號，CN3輸出10路故障指令模擬信號。

圖1 儀器面板布局圖

2.1.5 電源

為減輕儀器重量，故障診斷儀電源系統(tǒng)選用AC/DC輕系列開關電源：

1）輸入電壓：220VAC±20%。

2）第一路輸出（再生有效信號）：100VDC/4A。

3）第二路輸出（再生反饋）：0～20V/30W。

經過實際測量在滿負荷的情況下輸出電壓精度偏差均在0.1V以內。

2.1.6 主控制模塊